點(diǎn)擊藍(lán)字關(guān)注我們

本系列文章將介紹安森美(onsemi)高邊SmartFET的結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)理念，可作為了解該器件在特定應(yīng)用中如何工作的指南。范圍僅限于具有模擬電流檢測輸出的SmartFET。本系列文章將分為四部分，之前我們介紹了應(yīng)用詳情、功率FET和保護(hù)以及功率元件中集成的保護(hù)特性。今天為第三部分，將為大家介紹應(yīng)用接口和控制以及開關(guān)特性的一部分內(nèi)容。

原版文檔獲取

點(diǎn)擊文末的“贊”和“在看”，并發(fā)送截圖和您的郵箱地址到后臺(tái)，即可領(lǐng)取原版PDF文檔哦~

應(yīng)用接口和控制

引腳接口

控制邏輯模塊包括柵極驅(qū)動(dòng)（電荷泵）電路、功率FET的保護(hù)和診斷控制。對于安森美高邊器件系列，此模塊的輸入命令和輸出信號可能因器件而異 （本部分將作出進(jìn)一步說明）。功率FET的唯一直接接口輸入為V_D（或電池連接），直接輸出為OUT或源極到功率FET的連接。以下電路圖顯示了這些引腳端子的推薦接口。

圖37：安森美高邊SmartFET的推薦引腳接口

正如在典型的汽車環(huán)境中一樣，電源電壓V_BATT的極值受一系列齊納保護(hù)二極管 (Z_VD) 限制，容性網(wǎng)絡(luò) (C_SUPPLY/C_VD) 對電源線上的瞬態(tài)電涌濾波。雖然安森美高邊 SmartFET 確實(shí)提供過壓保護(hù)（在瞬態(tài)甩負(fù)載或用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車等情況下），但建議使用該電路接口，以避免器件在異常電源電壓條件下工作。此外，當(dāng)快速輸出電流放電（如在限流關(guān)斷情況下）產(chǎn)生的電感反激在漏極端子引發(fā)電壓尖峰時(shí)，漏極端子的容性網(wǎng)絡(luò)有助于抑制振蕩并減少內(nèi)部數(shù)字電路的饋通，從而幫助器件穩(wěn)定工作。缺少這些電容可能會(huì)提高器件對電壓瞬變的敏感度，進(jìn)而影響內(nèi)置數(shù)字定時(shí)器等的性能。在許多情況下，器件的EMI性能也是在連接有外部漏極和輸出電容的假設(shè)下給出的。為了獲得最大影響，建議將這些電容放置在應(yīng)用PCB的漏極引腳附近，而齊納電壓抑制器通常放置在交流發(fā)電機(jī)附近。在應(yīng)用中，應(yīng)盡量減少V_D到電源連接的寄生線纜阻抗，因?yàn)樗鼤?huì)降低器件工作時(shí)可用的軌到軌電壓。這在低電池電壓情況下（例如冷啟動(dòng)）尤其具有挑戰(zhàn)性，器件很難以標(biāo)稱保護(hù)和診斷能力運(yùn)行。典型電源電壓規(guī)格部分提及了典型工作電壓范圍。此外，在V_BATT和V_D之間有足夠電位下降的情況下，輸出至V_BATT短路可能會(huì)造成逆向電流情況，這可能會(huì)給器件帶來很大壓力。

電阻R_IN（在輸入引腳）和R_DEN（在診斷使能引腳）連接在微控制器和高邊器件之間。應(yīng)注意的是，安森美高邊SmartFET系列中的不同器件可能采用不同的拓?fù)鋪硗ㄟ^數(shù)字信號使能/禁用診斷輸出，術(shù)語 DEN 在這里用于通稱目的。此外，根據(jù)具體的器件拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸入命令也可以是高電平有效或低電平有效。除非另有說明，本文檔在提到輸入信號時(shí)，均認(rèn)為它是高電平有效數(shù)字命令。與這些數(shù)字輸入串聯(lián)的電阻在發(fā)生過壓事件時(shí)保護(hù)微控制器輸出，并在電池反向工作時(shí)限制通過這些引腳的內(nèi)部 ESD 結(jié)構(gòu) Z_ESD 的電流（見圖 26）。另外，這些電阻還能防止高邊器件在開路接地的情況下尋找寄生接地（通過微控制器）。雖然這些串聯(lián)電阻確實(shí)提供上述保護(hù)，但了解如何確定這些電阻的大小非常重要。電阻大小的影響主要由以下因素決定：微控制器驅(qū)動(dòng)電流能力，以及開啟和關(guān)閉器件輸入所需的輸入電流和電壓。電阻越大，意味著電位降越大，因此微控制器應(yīng)輸出更高的電壓，以確保器件輸入級有足夠的導(dǎo)通電壓。同樣，如果降低電阻值，輸出電壓電平應(yīng)保證器件正常關(guān)斷。

（公式3）

其中，V_{OUT_MICRO}是微控制器的輸出電壓，V_RIN是串聯(lián)電阻R_IN上的電位降，V_IN是高邊器件輸入級所需的輸入電壓（用于導(dǎo)通/關(guān)斷），V_GND 是接地阻抗上的電位降。類似公式也適用于DEN引腳。

在某些應(yīng)用中，保護(hù)箝位也放置在器件輸入引腳處（特別是微控制器的輸出級可以觀察到電涌或微控制器內(nèi)不存在保護(hù)結(jié)構(gòu)的情況下）。有關(guān)這些電阻的具體推薦值，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

與電流檢測引腳接口的網(wǎng)絡(luò)由檢測電阻 R_CS、限流（通過齊納箝位）電阻 R_SENSE、齊納箝位 Z_CS（用于限制 CS 輸出端的電壓擺幅，CS輸出端電壓可以一直上升到 V_D）和用于微控制器輸入A/D級的RC噪聲濾波器組成。模擬電流檢測輸出和來自CS引腳的故障狀態(tài)輸出電流被轉(zhuǎn)換為RCS上的電壓，隨后通過微控制器的A/D級進(jìn)行數(shù)字化。

建議將GND引腳連接到二極管D_GND和電阻R_GND的并聯(lián)組合（在某些情況下，僅一個(gè)電阻就足以充當(dāng)GND網(wǎng)絡(luò)，具體取決于所選電阻值）。GND網(wǎng)絡(luò)在發(fā)生過壓事件時(shí)保護(hù)器件，并在電池反向連接時(shí)限制電流。關(guān)于GND電路操作的細(xì)節(jié)以及二極管和電阻的建議值，參見推薦 GND電路部分。地線開路部分也說明了地線開路情況。

輸出端子連接到所需的應(yīng)用負(fù)載Z_L，輸出電容C_OUT保護(hù)負(fù)載免受瞬態(tài)輸出電壓擺動(dòng)的影響。此電容值的選擇不應(yīng)干擾給定器件的典型開關(guān)頻率（產(chǎn)品數(shù)據(jù)表一般會(huì)提供推薦值）。典型汽車負(fù)載和相應(yīng)的輸出特性詳見應(yīng)用環(huán)境和負(fù)載部分。OUT引腳處的外圍網(wǎng)絡(luò)由開關(guān)S_PU和電阻R_PU組成，用于關(guān)斷狀態(tài)下的開路負(fù)載診斷。電阻R_PU需要根據(jù)特定器件的泄漏電阻確定大小，當(dāng)不需要關(guān)斷狀態(tài)開路負(fù)載診斷時(shí)，開關(guān)可消除此電阻的功耗（或漏電流）。有關(guān)電阻選擇標(biāo)準(zhǔn)的詳細(xì)信息，參見開路負(fù)載診斷。下拉電阻 RPD 用于診斷電池短路事件，并通過輸出電壓讀數(shù)將此故障與關(guān)斷狀態(tài)開路負(fù)載區(qū)分開來。

許多 SmartFET 具有“不連接 (NC)”引腳，通常用于確保系列器件（如單通道和雙通道）的封裝兼容性。雖然在大多數(shù)情況下，這些引腳不在內(nèi)部連接，不會(huì)影響器件性能，但有些器件會(huì)利用這些引腳，尤其是用于生產(chǎn)和設(shè)計(jì)模式分析中的數(shù)字微調(diào)編程。在這些器件中，始終建議通過保護(hù)電阻將這些引腳短接到GND，以避免任何意外操作。關(guān)于NC引腳的推薦連接，應(yīng)參考具體數(shù)據(jù)表。

輸入控制和遲滯

應(yīng)用微控制器用數(shù)字（標(biāo)準(zhǔn)邏輯電平）信號向輸入（和診斷使能/禁用引腳）發(fā)出指令，然后驅(qū)動(dòng)輸出FET，同時(shí)通過電流檢測控制診斷。圖38中的框圖描繪了器件內(nèi)部該數(shù)字命令的控制和調(diào)理。

圖38：顯示輸入控制和遲滯的框圖

信號調(diào)理的第一級是用低通濾波器級濾除與微控制器輸出相關(guān)的任何瞬態(tài)噪聲。集成 ESD 箝位齊納（以接地端子為基準(zhǔn)）限制輸入端子觀察到的電壓擺幅。發(fā)生過壓事件時(shí)，數(shù)字輸入被箝位至比 GND 電位小一個(gè)二極管壓降的電壓，而在電池反向情況下，這些齊納二極管擊穿，電流通過串聯(lián)柵極電阻來限制。遲滯電路（由 MOSFET 和其柵極上的可調(diào)分壓器級組成）調(diào)理輸入命令并驅(qū)動(dòng)開關(guān)，如圖 39 所示（遲滯電路包含在標(biāo)記為 VIN_HYST 的模塊中）。遲滯防止器件重復(fù)切換，這最有可能發(fā)生在高噪聲輸入信號的情況下（經(jīng)過輸入濾波器級后，一些低頻噪聲仍未被濾波）。

圖39：輸入信號電平和遲滯

如圖 39 所示，輸入信號定義了兩個(gè)主要邏輯電平。V_{INL_MAX}是確保輸出FET關(guān)斷的最大低電平電壓；V_{INH_MIN}是確保輸出FET導(dǎo)通的最小高電平電壓。這些電平在相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中均有提及。這兩者之間的任何輸入電平都會(huì)產(chǎn)生一個(gè)未定義狀態(tài)，輸出FET可能導(dǎo)通或關(guān)斷。應(yīng)避免這種情況，換言之，應(yīng)用微控制器應(yīng)避免輸入信號電平在V_{INL_MAX}和V_{INH_MIN}之間。圖39還解釋了輸入遲滯的概念。在輸入信號噪聲較高的情況下，沒有遲滯可能導(dǎo)致晶體管在超過導(dǎo)通所需閾值后重復(fù)導(dǎo)通和關(guān)斷。添加遲滯可確保晶體管保持導(dǎo)通，直到輸入信號的下降躍遷超過遲滯閾值，從而防止不必要的開關(guān)和相關(guān)的開關(guān)能量損耗。應(yīng)注意的是，圖39中定義的遲滯閾值 (V_{IN_HYST}) 只是典型情況，它可以在兩個(gè)邏輯電平定義的窗口內(nèi)變化。在下降輸入躍遷時(shí)，雖然輸出FET應(yīng)在低于遲滯閾值時(shí)關(guān)斷，但只有低于V_{INL_MAX}，才能“保證”其關(guān)斷。因此，必須重申，應(yīng)用應(yīng)避免使用V_{INL_MAX}和V_{INH_MIN}之間的所有信號電平。關(guān)于典型V_{IN_HYST}電平，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

在遲滯模塊之后，開關(guān)控制饋入控制邏輯模塊的命令，然后驅(qū)動(dòng)電荷泵開啟/關(guān)閉輸出級。此外，該信號也被饋送到用于診斷的電流檢測控制。診斷使能/禁用 (DEN) 信號也采用了與圖38所示類似的電路模塊。

圖37中的電路接口描繪了一個(gè)單通道器件。如果是多通道器件，則對器件內(nèi)的所有通道復(fù)制該輸入控制電路。對于所有通道的輸入和輸出，推薦外設(shè)電路保持不變。模擬電流檢測輸出一般由所有通道共享，數(shù)字通道選擇輸入（詳見多通道器件的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表）將不同通道的檢測輸出復(fù)用為單個(gè) CS 輸出。微控制器與此數(shù)字通道選擇輸入和控制電路模塊（器件內(nèi)部）的接口與其他數(shù)字輸入相同。

開關(guān)特性

達(dá)到理想的開關(guān)性能是所有 MOSFET 的主要運(yùn)行要求。這包括實(shí)現(xiàn)期望的開關(guān)速度并為期望的負(fù)載提供足夠的驅(qū)動(dòng)能力，同時(shí)盡可能地降低開關(guān)期間的損耗。安森美高邊 SmartFET 旨在滿足各種范圍和類型的負(fù)載的開關(guān)要求。本部分討論高邊 SmartFET 在切換典型應(yīng)用負(fù)載——阻性、電感和燈泡（容性）負(fù)載——時(shí)的行為。

阻性切換

阻性負(fù)載是非常典型的應(yīng)用環(huán)境；隨著LED越來越多地用于汽車照明解決方案（包括車內(nèi)和車外照明——參見阻性負(fù)載部分），阻性負(fù)載的推動(dòng)力是多方面的。阻性負(fù)載雖然與非對稱極性挑戰(zhàn)（電感負(fù)載、繼電器等存在此類挑戰(zhàn)）無關(guān)，但常常需要更高的開關(guān)速度以及動(dòng)態(tài)電流檢測和診斷，例如LED負(fù)載的PWM。此外，如果使用同一器件交替切換高瓦數(shù)燈泡負(fù)載和LED燈串，則從一個(gè)負(fù)載到另一個(gè)負(fù)載的轉(zhuǎn)換應(yīng)該是平滑的，而且除了高功率驅(qū)動(dòng)能力（對于燈泡而言）之外，還應(yīng)有LED負(fù)載所需的精密電流檢測。

圖40中的理想化波形集描繪了阻性切換下的輸出行為：

圖40：阻性切換期間的輸入和輸出躍遷

電壓波形軌跡上的時(shí)間間隔和相應(yīng)的時(shí)序標(biāo)記如圖 40 所示。定義如下（除非數(shù)據(jù)表中另有說明）：

t_{d_on}：從輸入命令的上升沿到10%輸出電壓的延遲時(shí)間

t_on：從輸入命令的上升沿到90%輸出電壓的總導(dǎo)通時(shí)間

t_{d_off}：從輸入命令的下降沿到90%輸出電壓的延遲時(shí)間

t_off：從輸入命令的下降沿到10%輸出電壓的總關(guān)斷時(shí)間

S_Ron：導(dǎo)通期間從輸出電壓的30%到70%的壓擺率

S_Roff：關(guān)斷期間從輸出電壓的70%到30%的壓擺率

導(dǎo)通和關(guān)斷壓擺率的相對差異稱為壓擺率匹配度。某些安森美高邊器件（如 NCV84012A、NCV84008A 等）集成了睡眠模式特性（通常當(dāng)輸入命令和診斷控制均已停用一定時(shí)間時(shí)），用以降低漏電流水平。在器件從睡眠模式激活的情況下，導(dǎo)通時(shí)間可能不同于通常的導(dǎo)通時(shí)間。有關(guān)睡眠模式下開關(guān)時(shí)間間隔的規(guī)格，參見相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

導(dǎo)通和關(guān)斷延遲主要與使能和禁用電荷泵有關(guān)，壓擺一般由功率FET柵極的有源電路控制。這些時(shí)序參數(shù)是根據(jù)負(fù)載電阻、電池電壓、環(huán)境溫度等一組條件指定的。這些條件和時(shí)序規(guī)格可在特定產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中查找。如前所述，切換負(fù)載時(shí)需要考慮電流檢測和診斷延遲（電流檢測時(shí)序參數(shù)參見圖 56）。PWM頻率和占空比的設(shè)置應(yīng)使得器件能夠在輸入命令的每個(gè)周期輸出比例檢測電流并報(bào)告故障（如果有）。安森美的高邊SmartFET系列可滿足大多數(shù)汽車負(fù)載的開關(guān)速度要求。

開關(guān)能量損失主要取決于輸入電容 (CGS)、轉(zhuǎn)移電容 (CGD) 和輸出電容 (CDS) 的充放電。這些電容是器件寄生效應(yīng)造成的，主要取決于幾何特征尺寸。具有較大活性硅面積的晶體管的 RDS(ON) 可能較低（因此導(dǎo)通損耗更低），但由于器件電容增加，開關(guān)損耗可能相當(dāng)大。所有這些因素都要在設(shè)計(jì)和布局階段考慮，以實(shí)現(xiàn)理想性能。此外，這些損耗還取決于應(yīng)用頻率，OEM 在定義需求規(guī)格時(shí)應(yīng)予以考慮。

較高開關(guān)速度雖然有助于降低開關(guān)損耗并滿足PWM要求，但由于可能違反EMI/EMC要求，因此在應(yīng)用中不一定總是可取的。為此，器件的速度需要受控，有時(shí)甚至要降低，以確保符合所需的EMI性能。圖41更好地說明了壓擺率控制概念。

圖41：阻性切換期間具有壓擺率控制的輸入和輸出躍遷

如上面的波形所示，當(dāng)電荷泵使能時(shí)，輸出FET導(dǎo)通相對較慢。隨后是柵極電荷快速斜坡上升，當(dāng)輸出達(dá)到其穩(wěn)態(tài)電平（即晶體管完全導(dǎo)通）時(shí)，電荷泵調(diào)節(jié)并拉回柵極電荷，以避免任何過沖。調(diào)節(jié)機(jī)構(gòu)可能存在，也可能不存在，這取決于具體控制技術(shù)（參見電荷泵——工作原理部分）。在關(guān)斷時(shí)，柵極電荷被迅速移除，因?yàn)殡姾杀迷陂_始時(shí)被禁用，接著是緩慢的受控放電。這些快速或穩(wěn)定柵極充電（和放電）的不同區(qū)域使設(shè)計(jì)能夠在實(shí)現(xiàn)所需開關(guān)速度的同時(shí)控制EMI性能。應(yīng)注意的是，圖41中的斜率躍遷顯示得相當(dāng)明顯，目的是將該機(jī)制概念化。實(shí)際上，輸出電壓過渡是平滑的，不涉及任何扭結(jié)或突降。

除上述EMI影響外，當(dāng)負(fù)載大于標(biāo)稱值時(shí)，有些器件的壓擺率會(huì)降低（尤其是導(dǎo)通壓擺率）。此類負(fù)載一般可在應(yīng)用的短路事件中觀察到——可以是“軟短路”或“硬短路”，具體取決于短路阻抗。減慢導(dǎo)通軌跡可改善對限流曲線的控制，允許在試圖以高電流水平調(diào)節(jié)輸出級的同時(shí)減少甚至（在某些情況下）消除振蕩。因此，在負(fù)載短路時(shí)常常會(huì)犧牲開關(guān)速度（以及相應(yīng)的開關(guān)能量）和壓擺率匹配，以換取限流情況下無過沖/欠沖的穩(wěn)定運(yùn)行。

在保險(xiǎn)絲替代應(yīng)用中，很少需要外部可編程壓擺率來區(qū)分導(dǎo)通（起動(dòng)后）和短路事件。上電時(shí)從外部降低壓擺率可提供下游容性負(fù)載通電所需的浪涌電流。另一方面，快速導(dǎo)通壓擺率會(huì)導(dǎo)致輸出電流迅速上升至短路閾值，從而使輸出級永久閂鎖。雖然安森美高邊SmartFET目前不提供外部可編程壓擺率特性，但上述重負(fù)載下的壓擺率控制是朝著保險(xiǎn)絲替代解決方案的目標(biāo)方向邁出的一步。應(yīng)用中很少需要（周期性）切換保險(xiǎn)絲，因此替代保險(xiǎn)絲的SmartFET的開關(guān)速度和PWM要求不像其他傳統(tǒng)應(yīng)用那么嚴(yán)格。

電感切換

繼電器和電感負(fù)載對于大多數(shù)汽車應(yīng)用的運(yùn)行是必不可少的。電感負(fù)載在輸出端不會(huì)以相同的極性切換，在電感反激事件期間需要限制輸出端的逆向電壓擺幅。這通常利用漏極-柵極過壓保護(hù)二極管Z_CL來完成。圖42為電感切換場景的示意框圖。

圖42：電感切換框圖

當(dāng)輸入命令變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，電感充電至峰值電流，該峰值電流由電感的大小、漏極電位V_D、線路電阻R_L和“停留時(shí)間”（器件導(dǎo)通的持續(xù)時(shí)間）決定。此時(shí)的輸出電位為V_D-V_DSON。一旦輸入命令變?yōu)榈碗娖剑敵鲭娏鞅汩_始衰減，電感兩端產(chǎn)生一個(gè)電壓，以對抗此電流衰減。由于電感中的放電電壓和電流極性相反，因此輸出端觀察到負(fù)擺幅。在沒有過壓保護(hù)箝位二極管的情況下，此擺幅將受到體二極管擊穿（或雪崩）電壓的限制。這種情況可能對器件造成壓力，因?yàn)?a target="_blank">芯片上的受限區(qū)域（在體二極管附近）將導(dǎo)通高電流密度，可能導(dǎo)致芯片上產(chǎn)生局部“熱點(diǎn)”。此外，電感切換期間每次體二極管雪崩都可能損害其長期可靠性。為了避免這種情況，器件關(guān)斷時(shí)會(huì)使能一個(gè)有源柵源電路，它控制由漏柵箝位二極管、柵源阻抗和電感負(fù)載組成的導(dǎo)通路徑。當(dāng)柵源阻抗兩端的電壓達(dá)到器件所需的輸入閾值時(shí)，輸出FET導(dǎo)通并導(dǎo)通電感釋放的電流，返回路徑通過電池和電源地。這種機(jī)制被稱為“有源箝位”，在這種情況下，電流密度分布在功率FET的整個(gè)有源區(qū)域，防止形成任何局部電流制約通道。在輸出電壓由微控制器檢測的應(yīng)用中，有源箝位限制微控制器觀察到的輸出電壓幅度，從而保護(hù)其 I/O 接口。如果電池在電感反激事件期間斷開（或電池連接丟失），則感應(yīng)放電的返回路徑將由控制邏輯電路的保護(hù)二極管和器件的接地阻抗網(wǎng)絡(luò)組成。此電路路徑不是為應(yīng)對如此高功率事件而設(shè)計(jì)的，可能會(huì)受損。這種情況可以通過采用續(xù)流二極管來避免，它會(huì)為感應(yīng)放電提供返回路徑。

圖43中的理想化波形集描述了切換電感時(shí)輸出電流和電壓的躍遷。

圖43：電感切換期間的輸入和輸出躍遷

以上波形忽略了任何寄生線路電阻以及電感負(fù)載的內(nèi)阻。在串聯(lián)電阻相當(dāng)大的情況下，輸出電流軌跡將不是線性的，而是表現(xiàn)出由時(shí)間常數(shù) L/R 標(biāo)記的指數(shù)曲率。應(yīng)注意的是，在反方向上獲得的輸出電壓是電池電壓的函數(shù)：

（公式4）

其中 V_ZCL 是過壓保護(hù)箝位二極管的擊穿電壓。

器件的感應(yīng)放電能力通常通過 SCIS（自箝位電感切換）能量指標(biāo)來量化。在理想的感應(yīng)放電事件中，不考慮損耗，能量可計(jì)算如下：

（公式5）

其中I_pk是電感充電達(dá)到的峰值電流。但在應(yīng)用中，放電不是理想的，電源在所有充電和放電循環(huán)中保持連接。這降低了電感放電的可用電壓，并因此增加了放電或雪崩時(shí)間t_av。這種效應(yīng)被概念化為放電的“有效電感”，其中

（公式6）

該有效電感大于物理電感 L，放電的能量計(jì)算如下：

（公式7）

以上計(jì)算和公式不包括串聯(lián)線路電阻的影響。如果考慮到這一點(diǎn)，雪崩時(shí)間和感應(yīng)放電能量將如下式所示：

（公式8）

（公式9）

產(chǎn)品數(shù)據(jù)表給出了針對單脈沖感應(yīng)放電和重復(fù)箝位 (RCL) 事件的額定能量。RCL 測試是讓器件經(jīng)歷重復(fù)的箝位周期，同時(shí)將電感負(fù)載放電。對于安森美高邊 SmartFET，開關(guān)頻率足夠低，以確保芯片在每個(gè)充電周期開始時(shí)“冷卻”到環(huán)境溫度。RCL 額定值（給定電感和環(huán)境溫度下的最大開關(guān)電流）是在100萬次工作循環(huán)上定義的。直觀地看，該額定值低于單脈沖電感切換額定值。這些額定值一般繪制成相對于一系列電感和溫度的曲線，以幫助用戶選擇電感負(fù)載和相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電流（給定電感下器件消耗的能量不應(yīng)大于數(shù)據(jù)表中的額定能量）。

燈泡切換

原則上，燈泡可用容性網(wǎng)絡(luò)的瞬態(tài)輸出特性來模擬，電流在導(dǎo)通時(shí)最大，逐漸降低到穩(wěn)態(tài)電流，該穩(wěn)態(tài)電流由完全導(dǎo)通時(shí)的電阻決定。高邊器件應(yīng)能支持燈泡導(dǎo)通所需的浪涌電流曲線。燈絲電阻的變化（在導(dǎo)通期間）會(huì)產(chǎn)生非線性阻抗曲線。燈泡負(fù)載部分介紹了典型燈泡負(fù)載的電氣特性，例如瓦數(shù)、浪涌電流等，并推薦了適合切換特定燈泡負(fù)載的安森美高邊 SmartFET。燈泡浪涌現(xiàn)象和處理浪涌的策略——使用或不使用自動(dòng)重試——也在燈泡負(fù)載部分中作了說明。

在燈泡控制期間，高邊FET的動(dòng)態(tài)開關(guān)行為和工作模式與LED或電感負(fù)載情況非常不同。盡管燈泡具有與阻性負(fù)載相似的輸出極性（在導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)），但浪涌階段的重試使器件以線性模式工作，最大電流限制為I_LIM。在最后一次重試中，當(dāng)電流接近標(biāo)稱電流時(shí)，器件從線性模式轉(zhuǎn)換為 R_DS(ON) 模式。這種過渡應(yīng)該是平滑的，避免任何抖動(dòng)/輸出電平或電流突然變化，以免燈泡在浪涌階段后出現(xiàn)不希望看到的閃爍。右側(cè)的理想化波形集描述了這種情況，顯示了燈泡導(dǎo)通期間的輸出電流躍遷。

在t=0時(shí)，器件導(dǎo)通，電流以I_LIM為限；對于隨后的重試，器件在導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)通過差分熱關(guān)斷閾值和遲滯進(jìn)行“調(diào)節(jié)”。輸出 FET 的柵極由I_LIM控制電路控制，電荷泵不起作用。最后幾次重試以紅色突出顯示，這是器件停止調(diào)節(jié)、電荷泵接管柵極控制的地方。I_LIM控制電路的接入和退出不應(yīng)與電荷泵操作發(fā)生任何串?dāng)_。

圖44：燈泡浪涌期間重試的輸出電流躍遷

雖然差分熱關(guān)斷降低了器件上的瞬態(tài)熱應(yīng)力，但它增加了通過重試充分（通常是負(fù)載電流衰減至浪涌電流的一半時(shí)）開啟燈泡所需的時(shí)間。在短路主要由限流峰值檢測方法控制的器件中，燈泡開啟時(shí)間可能進(jìn)一步受到影響，以確保 SmartFET 安全工作。因此，峰值電流閾值和冷卻時(shí)間旨在平衡推薦的燈泡浪涌電流要求，同時(shí)保證器件安全工作。應(yīng)適當(dāng)選擇高邊器件，使其能夠在開啟時(shí)間的上限要求內(nèi)開啟燈泡。

由于開啟燈泡所需的時(shí)間還取決于線路寄生阻抗，而該寄生阻抗可能因應(yīng)用而異，因此很難推薦專門針對燈泡的SmartFET。為了規(guī)避這一挑戰(zhàn)，導(dǎo)通時(shí)間是在圖45所示的標(biāo)準(zhǔn)電路配置中測量。SmartFET的漏極電壓由驅(qū)動(dòng)高邊基準(zhǔn)電壓調(diào)節(jié)器的高精度快速運(yùn)算放大器主動(dòng)調(diào)節(jié)至所需基準(zhǔn)電平。漏極和輸出連接使用粗而短的線纜，以將寄生電阻降至最低。有源電路可消除SmartFET在導(dǎo)通高浪涌電流時(shí)觀察到的漏極電壓的任何下降。原理圖沒有顯示與CS、DEN、GND等其他端子的連接。這些端子需要按照標(biāo)準(zhǔn)應(yīng)用電路進(jìn)行連接，不會(huì)對浪涌時(shí)序產(chǎn)生任何可察覺的影響。建議總是根據(jù)最壞情況提出，即燈泡的環(huán)境溫度為-40°C，DUT（被測器件）被置于室溫下。應(yīng)注意的是，該測量電路僅用于為該系列器件提供標(biāo)準(zhǔn)化燈泡建議的目的，而不是實(shí)際應(yīng)用所需的電路。有關(guān)推薦應(yīng)用電路的詳細(xì)信息，參見應(yīng)用接口和控制部分。

開關(guān)燈泡的另一個(gè)注意事項(xiàng)是電源電壓間歇性開路或突降的可能性。高邊開關(guān)應(yīng)能在電池電壓達(dá)到標(biāo)稱值后快速“反應(yīng)”，以最小的延遲提供所需的浪涌電流，確保燈泡在期望的時(shí)間開啟。

圖45：燈泡浪涌時(shí)序測量電路

電流檢測和診斷

安森美高邊 SmartFET 配有模擬電流檢測 (CS) 輸出。該輸出用于兩個(gè)目的：a) 描述流經(jīng)功率 MOS 的輸出電流水平；b) 指示故障條件（如有）存在。

操作方法

功率 FET 中的電流通過器件中集成的“檢測 FET”進(jìn)行檢測。該檢測 FET 通常是功率 FET 或 DMOS 的一個(gè)較小鏡像分支，其漏極端子和柵極端子綁定到 DMOS 的漏極端子和柵極端子。圖 46 是描述電流檢測機(jī)制的框圖，圖 47 描述器件工作原理（以溝槽 FET 為例）：

圖46：描述電流檢測機(jī)制的框圖

圖47：電流檢測——器件工作原理

如上所述，功率FET和檢測FET具有共用的柵極和漏極端子；電流檢測設(shè)計(jì)的主要挑戰(zhàn)是盡量減小源極電位差。理論上，真正的電流鏡在電流調(diào)節(jié)模式下工作，對漏源電壓的依賴性極?。ㄒ虼藱z測到的電流僅取決于兩個(gè)FET的相對縱橫比）。然而，對于此處考慮的應(yīng)用，功率FET需要作為開關(guān)完全導(dǎo)通，電流對漏源電壓有很強(qiáng)的依賴性。因此，源極電位的任何偏移都會(huì)使檢測到的電流（或檢測比）偏離預(yù)期值。框圖包括一個(gè)高增益運(yùn)算放大器，它迫使兩個(gè)源極處于相同電位。在理想情況下，當(dāng)源極電位之間沒有偏移時(shí)，功率FET和檢測FET的電流比可由幾何（有源面積）比（由常數(shù)K1/2表示，參見公式11）直接計(jì)算，假設(shè)這兩個(gè)FET具有完全匹配的電學(xué)、物理和結(jié)構(gòu)特性。然而，這樣的設(shè)計(jì)在實(shí)踐中很難實(shí)現(xiàn)。模擬電路（主要是運(yùn)算放大器）的失調(diào)和晶體管失配會(huì)將一個(gè)誤差因子與絕對檢測比相關(guān)聯(lián)，這在輕載時(shí)變得更加明顯。

（公式10）

K_X是考慮器件物理尺寸的常數(shù)，

V_OVX是過驅(qū)電壓

α是通道長度調(diào)制系數(shù)

V_DSX是漏源電壓降

S_R是檢測比

如圖46所示，流經(jīng)檢測 FET 的電流作為檢測電阻R_CS兩端的電壓來測量，然后使用產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中在不同條件下規(guī)定的檢測比來估算負(fù)載電流。如果存在故障情況，則故障狀態(tài)電流源超馳，CS引腳讀數(shù)為故障狀態(tài)電壓。故障狀態(tài)電流（以及R_CS兩端測得的相應(yīng)電壓）通常高于正常運(yùn)行時(shí)的最大檢測電流，這可以區(qū)分故障情況和無故障情況。正常狀態(tài)和故障狀態(tài)檢測電流都表現(xiàn)出對溫度（具有略呈負(fù)值的變化系數(shù)）和電池電壓的依賴性。當(dāng)電池電壓下降時(shí)，由運(yùn)算放大器輸出驅(qū)動(dòng)的電流源會(huì)運(yùn)行到所需的“裕量”之外，最終無法調(diào)節(jié)。這導(dǎo)致檢測電流減小。下一部分介紹檢測電阻的選擇標(biāo)準(zhǔn)，以確保 CS 輸出的行為符合預(yù)期。診斷使能 (DEN) 引腳使能/禁用電流檢測輸出，可以是高電平有效邏輯輸入或低電平有效邏輯輸入，具體取決于特定器件。除了有效電路設(shè)計(jì)外，可靠的電流檢測還需要優(yōu)化（且穩(wěn)定）的布局。右側(cè)芯片圖像中（以紅色）突出顯示了圖12中的電流檢測部分，檢測FET 最好位于功率FET的相對中心位置，并應(yīng)避免出現(xiàn)任何受約束的幾何特征，以獲得均勻的電流密度。

圖48：突出顯示電流檢測模塊和檢測饋線的示例性布局

紅色虛線矩形包含將檢測晶體管橋接到控制邏輯部分的“檢測饋線”。在設(shè)計(jì)階段，應(yīng)考慮兩個(gè)FET（檢測和功率）之間的任何寄生導(dǎo)通路徑。直觀地說，與檢測比更小的器件相比，檢測比更高的器件更難以布局和制造，因?yàn)榕c檢測FET相關(guān)聯(lián)的幾何形狀較小。

CS引腳接口和電流檢測

本部分介紹電流檢測引腳與微控制器的接口。下圖49僅關(guān)注圖37中的電流檢測模塊。電阻R_CS檢測CS引腳的電流輸出。假設(shè)CS引腳提供恒定的檢測電流，則R_CS兩端產(chǎn)生的電壓與R_CS的大小成線性比例關(guān)系。此假設(shè)是有效的，只不過對某些R_CS值無效。對于非常高的檢測電阻（通常>10kΩ），內(nèi)部電流源無法調(diào)節(jié)（原因是裕量限制，如前所述），從CS引腳流出的電流減小，從而使R_CS兩端的電壓飽和。這種行為如圖50所示。R_CS兩端的電壓V_SENSE線性提高，直至達(dá)到V_(SENSE)SAT，隨即飽和。

圖49：微控制器與 CS 引腳的接口

圖50：檢測電壓隨 RCS 的變化

V_(SENSE)SAT 電平雖然通常接近V_BATT，但可能因器件和技術(shù)而異，應(yīng)參考特定產(chǎn)品數(shù)據(jù)表以了解檢測飽和電壓。當(dāng)檢測電流減小時(shí)，檢測比增大，與負(fù)載電流估計(jì)相關(guān)聯(lián)的誤差因子變得更加明顯，這是令人討厭的。到目前為止，討論集中在正?；蚍枪收蠣顟B(tài)下的操作。如果存在故障情況，則故障狀態(tài)電流源（參見圖46）有效，并迫使電流流出CS引腳。根據(jù)具體器件設(shè)計(jì)，對于較大R_CS值，V_SENSE可能一直上升到V_BATT（減去內(nèi)部電路元件上的微小壓降），例如 NCV84160 就是如此；另一種情況是，它具有一個(gè)低于V_BATT的固定飽和點(diǎn)?？傊?，過大的檢測電阻可能使檢測電壓飽和，從而使輸出檢測電流（以及因此估計(jì)的負(fù)載電流）產(chǎn)生誤差。另外，對于較高R_CS值，很難（以足夠的置信度）區(qū)分故障狀態(tài)與非故障狀態(tài)V_SENSE。如果選擇的檢測電阻值過低，則檢測到的電壓可能太小而無法由微控制器的A/D采樣。此外，高精度小檢測電阻價(jià)格昂貴，可能會(huì)提高系統(tǒng)成本?？紤]到這些影響，應(yīng)選擇理想的檢測電阻——建議的值通常在1kΩ~5kΩ范圍內(nèi)。如需任何具體建議，請參考產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

除了電壓裕量限制外，檢測比精度還取決于模擬電路的驅(qū)動(dòng)電流能力，尤其是饋電給檢測FET的電流源（參見圖51，由運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)的 PMOS電流源）。在負(fù)載電流非常高的情況下，檢測電流達(dá)到由內(nèi)部電流源的能力決定的最大值。負(fù)載電流的任何進(jìn)一步增加都不會(huì)使檢測電流提高，因此，檢測比開始偏離，哪怕有足夠的電壓裕量可用于內(nèi)部模擬電路元件的操作。該最大檢測電流通常定義為遠(yuǎn)低于故障狀態(tài)檢測電流的下限，并在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中明確。

以上討論表明，在某些情況下，CS引腳處的電位可能一直上升到 VBATT。這可能會(huì)對微控制器的A/D級造成壓力/損壞，尤其是在電池電壓較高的情況下。為了防止這種情況，建議使用外部箝位Z_CS，如圖49所示。電阻R_SENSE限制通過Z_CS的電流。RC網(wǎng)絡(luò)包括RA/D和 C_CS，是推薦用于輸入A/D的低通濾波器。數(shù)據(jù)表中給出了這些元件的值，客戶也可以根據(jù)其A/D級的要求進(jìn)行選擇。

CS使能/禁用邏輯

安森美高邊 SmartFET 內(nèi)部可以使用不同的邏輯拓?fù)鋪硎鼓?禁用模擬電流檢測輸出。例如，NCV84160 采用電流檢測禁用邏輯輸入，在接收到Hi（邏輯電平）命令信號時(shí)禁用（關(guān)閉）CS輸出。換句話說，CS 操作遵循低電平有效邏輯。NCV84140 和 NCV84012A 等其他器件具有高電平有效電流檢測使能邏輯輸入，當(dāng)從微控制器接收到 Hi（邏輯電平）命令信號時(shí)，CS 輸出開啟。在 CS 輸出通過選擇輸入引腳多路復(fù)用的多通道器件中，使能/禁用邏輯為所有通道共用（見圖 14）。CS禁用/使能引腳的信號調(diào)理電路、邏輯電平和遲滯與輸入引腳類似。輸入控制和遲滯部分仔細(xì)考慮了輸入控制邏輯和信號調(diào)理。接 GND 的 ESD 保護(hù)二極管Z_ESD（見圖 21）限制此引腳觀察到的電位，而且在電池反向情況下提供保護(hù)。將該節(jié)點(diǎn)連接到微控制器時(shí)，建議使用保護(hù)電阻。

輕載時(shí)的電流檢測精度改進(jìn)

精確估計(jì)負(fù)載電流需要精確測量檢測電流，并且檢測比在期望的負(fù)載范圍內(nèi)保持穩(wěn)定。前者是測量系統(tǒng)精度的核心問題（其責(zé)任在于應(yīng)用的用戶），后者更多的是器件設(shè)計(jì)的挑戰(zhàn)。此挑戰(zhàn)在小負(fù)載電流（稱為輕載情況）下加劇，此時(shí) FET 兩端的電壓（漏源和柵源）與工藝失調(diào)和失配相當(dāng)。下式概括了低負(fù)載電流下的這兩個(gè)主要問題：

（公式11）

其中，SR_Err是與檢測比相關(guān)聯(lián)的誤差因子，V_OFF是運(yùn)算放大器的輸入失調(diào)（見圖51），ΔV_th是功率FET和檢測FET之間的閾值失配。

根據(jù)公式11，檢測比的誤差因子取決于運(yùn)算放大器（迫使兩個(gè)源極節(jié)點(diǎn)合在一起）的輸入失調(diào)和兩個(gè)FET的閾值失配。

圖51：描繪運(yùn)算放大器失調(diào)和工藝失配引起的檢測比誤差的電路原理圖

在輕載下，功率FET的漏源電壓降得過低，與運(yùn)算放大器輸入失調(diào)電壓相當(dāng)，使得公式11 中的第一個(gè)因子成為決定檢測比的主導(dǎo)因素。根據(jù)運(yùn)算放大器失調(diào)的極性，檢測比可能高于或低于額定值。

為了緩解上述問題，器件采用“去飽和”電路來拉低電荷泵并削減柵極電壓，從而提高器件的R_DS(ON)（從而提高V_DS壓降）。增加的V_DS壓降使相關(guān)的誤差因子降低。對于輕載，如果負(fù)載電流進(jìn)一步降低，柵極電壓也會(huì)進(jìn)一步降低；在某一閾值以下，漏源壓降保持恒定?！拜敵鰤航迪拗啤眳?shù)以及相應(yīng)的輕載閾值可在特定產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中查找。在這種輕載情況下，R_DS(ON)不是什么大問題，因此可以用導(dǎo)通狀態(tài)阻性壓降來換取電流檢測精度的改善。圖52解釋了去飽和模式下漏源電壓和柵源電壓的變化。

在高負(fù)載電流下，柵源電壓被驅(qū)動(dòng)至電荷泵最大能力所支持的高電平，漏源電壓與電流呈線性比例關(guān)系——本質(zhì)上，器件的行為類似于低歐姆電阻。負(fù)載電流低于某一閾值時(shí)（即輕載情況），柵源電壓被拉低，隨后漏源電壓被固定在V_SAT電平。在該區(qū)域中，器件工作在線性或非R_DS(ON)模式，負(fù)載電流與柵源電壓呈平方律關(guān)系。因此，這種機(jī)制被稱為去飽和。一旦柵源電壓降至閾值電壓V_TH以下，電流就會(huì)降至零（實(shí)際上存在一定的極小亞閾值漏電流）。

圖52：去飽和模式下漏源電壓和柵源電壓的變化

以下是高邊SmartFET在去飽和模式下的特性曲線示例，它描繪了溫度依賴性。

圖53：不同溫度下V_DS與負(fù)載電流的依賴關(guān)系

輸出壓降限值在整個(gè)溫度范圍內(nèi)相當(dāng)穩(wěn)定。閾值電流變化的原因是 R_DS(ON)隨溫度變化。

下面的理想化曲線解釋了利用去飽和改善檢測比的機(jī)制：

圖54：利用去飽和提高電流檢測精度

雖然上述方法降低了與運(yùn)算放大器失調(diào)相關(guān)的檢測比誤差，但柵源電壓的降低會(huì)使第二個(gè)因子（參見公式11）——閾值失配——成為決定誤差的主導(dǎo)因素。當(dāng)柵極電壓降低時(shí)，兩個(gè)FET的過驅(qū)動(dòng)變得與閾值電壓的失配相當(dāng)，這再次使檢測比偏離其標(biāo)稱值。為了在輕載下實(shí)現(xiàn)出色的電流檢測精度，新型高邊SmartFET系列（如NCV84008A、NCV84012A等）采用分離式FET控制電流檢測機(jī)制，而不是去飽和。工作原理如圖55所示。通過關(guān)閉功率FET的一部分，而不是在低柵極電壓下對其進(jìn)行調(diào)節(jié)，可以解決輕載下運(yùn)算放大器失調(diào)占主導(dǎo)地位的困境。這樣就可以在輕載下實(shí)現(xiàn)所需的R_DS(ON)增加（隨后V_DS增加，相比于 失調(diào)而言），而不需要在低柵極過驅(qū)電壓下驅(qū)動(dòng)輸出級， 從而消除V_TH失配誤差。檢測輸出在輕載下也會(huì)縮小，以維持符合要求的恒定電流檢測比。這種機(jī)制的一個(gè)主要挑戰(zhàn)是定義要關(guān)斷的輸出FET部分的比率，以及確保分離部分的同步，尤其是限流等高壓力情況下。在輕載下，功率FET的V_DS與輸出電流成比例（不像去飽和情況下V_DS保持恒定，如圖55所示），因此輕載操作的閾值根據(jù)輸出電流而不是輸出壓降限制來定義。對于傳統(tǒng)去飽和機(jī)制，兩個(gè)FET最好緊密匹配，以降低任何閾值相關(guān)的偏移。故障報(bào)告電路的架構(gòu)（圖55）對于這兩種不同的輕載精度改進(jìn)技術(shù)是相同的。

要注意的是，檢測比也隨著溫度和負(fù)載電流而漂移（尤其是在較小負(fù)載電流下）。電流檢測校準(zhǔn)部分中介紹的校準(zhǔn)程序有助于提高所需負(fù)載電流范圍內(nèi)的精度。

圖55：分離式FET電流檢測機(jī)制

原版文檔獲取

點(diǎn)擊文末的“贊”和“在看”，并發(fā)送截圖和您的郵箱地址到后臺(tái)，即可領(lǐng)取原版PDF文檔哦~

點(diǎn)個(gè)星標(biāo)，茫茫人海也能一眼看到我

「點(diǎn)贊、在看，記得兩連~」