基于載波的背靠背三電平NPC變換器共模電壓消除方法介紹

1.文章摘要

隨著背對背三電平中性點箝位(NPC)變換器功率和電壓水平的不斷提高，高幅值高頻共模電壓(CMV)已成為一個亟待解決的問題。針對這一問題，提出了一種基于脈寬調制脈沖對準的背對背三電平NPC變換器CMV消除方法。在此基礎上，提出了基于零序電壓(ZSV)的中性點電位平衡方法。為了將CMV消除與中性點電位平衡解耦，在整流側和逆變側同時注入相同的最優(yōu)ZSV，不會影響CMV消除。仿真和實驗驗證了該方法的有效性。

2.主要工作與貢獻

1、針對三電平NPC變換器，提出了一種基于載波的共模電壓（CMV）消除與中性點電壓（NPP）平衡方法。將整流側和逆變側相位電壓的正負脈沖在載波周期內重新排列，通過將正電壓脈沖的邊緣與相電壓組內負電壓脈沖的邊緣對齊來消除CMV。

2、提出了一種廣義的三電平脈沖對準方案，該方案采用具有兩個比較值的鋸齒載波實現(xiàn)，易于實現(xiàn)。為了獲得零序電壓（ZSV）的自由度來平衡NPP，將差值而不是整流側或逆變側各自的CMV消除為零。

3、計算了幾個關鍵的ZSVs，這些ZSVs使六個相位參考電壓中的一個在載波周期內為整數。選擇最有利于NPP平衡的ZSV作為最優(yōu)ZSV，同時注入整流側和逆變側，保證不影響CMV的消除。

3.主要研究內容

圖1 背靠背三電平NPC變換器

背靠背三電平NPC變換器的拓撲結構如圖1所示，該變換器由電網側整流器和負載側逆變器背靠背連接在共享直流鏈路中組成。Y-型連接的三相電網電源接在一個公共點N上，Y-型連接的三相負載接在一個公共點M上，因此背對背三電平NPC變換器的CMV：Vcmv就是N點與M點之間的電壓，也可以表示為整流器的CMV：Vrcmv與逆變器的CMV：Vicmv之間的差值，滿足如下關系式：

其中Voa 、Vob 、Voc為整流器側相電壓，Vou 、Vov 、Vow為逆變器側相電壓。

調制方式選擇PODPWM，如圖2所示。雖然PDPWM在三電平NPC變換器中得到了更廣泛的應用，以獲得更好的諧波性能，但采用PODPWM時，整流側CMV和逆變側CMV的幅值都較低。此外，在載波周期內，PODPWM的輸出相電壓為居中的正電平脈沖或負電平脈沖，以零電平開始和結束，如圖3所示，通過移動脈沖位置，很容易實現(xiàn)消除CMV。

在PODPWM調制下，三電平NPC整流器或逆變器的CMV電平可能為- E /3，0， E /3，其中E為單個直流電容的電壓。由式(1)可知，Vrcmv與Vicmv的CMV差值可能為：-2 E /3，- E /3，0， E /3，2 E /3。因此，背靠背三電平NPC變換器抑制前的CMV幅值為2 E /3。

圖2 PODPWM調制策略

圖3 參考相電壓與輸出相電壓的關系

假設載波比足夠大，那么在每個載波周期內調制信號可以看作是一個常數。取E為基極電壓，則usx為參考相電壓，取值范圍為-11，也可視為基級電壓E在相電壓中的占空比。當usx為正時，表示電平E的占空比;當usx為負時，其絕對值表示電平-E的占空比。下標x表示相位a、b、c和u、v、w。參考相電壓usx~與輸出相電壓的關系如圖3所示。

為了簡化下面的分析，將整流器側的參考電壓按降序表示為usmax1 、usmid1 、usmin1 。同樣，逆變器側的參考電壓按降序表示為usmax2 、usmid2 、usmin2 。未注入ZSV時，三相參考電壓滿足如下關系：

由式(2)可知，各占空比之和等于零，因此電壓級E的寬度和等于兩端輸出相電壓的電壓級?E的寬度之和。

usmax1 、usmid1 、usmin1對應的相位電壓分別定義為Vomax1 、Vomid1 、Vomin1 ， usmax2 、usmid2 、usmin2對應的相位電壓分別定義為Vomax2 、Vomid2 、Vomin2 。則CMV表達式可改寫為:其中CMV等于整流側相電壓與逆變側反相電壓之和的三分之一：

由式(3)可知，CMV可以看作是由Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2組成的一組相電壓之和。根據式(2)，很容易推導出該相位電壓組E級和?E級的占空比之和在每個載波周期為零，這為完全消除CMV提供了可能性。

4.所提方法

A、共模電壓消除方法

圖4給出了PODPWM調制方法下基于公式(3)的CMV形成機理示例?？梢钥闯觯珻MV的每個階躍變化都是由六個相電壓中的一個的換相決定的。

圖4 PODPWM下CMV的形成機制

如前文所分析，電壓電平E的寬度和等于每側電壓電平?E的寬度和，因此最簡單的方案是將每側正脈沖的邊緣與負脈沖的邊緣對齊，這樣既可以消除整流側的CMV，也可以消除逆變側的CMV，如圖5所示。然而，這種方法不能提供任何程度的平衡NPP的自由度。這是因為脈沖對準方案無法調節(jié)NPP平衡，而用于NPP平衡的ZSV注入方法會改變三相電壓脈寬的關系，從而影響CMV的消除。綜合考慮CMV消除和NPP平衡，提出了一種新的脈沖對準方案，將E級脈沖與-E級脈沖在相電壓組Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2之間對齊。

圖5 可能的CMV消除方法

根據公式(2)，usmax1和usmax2必須是正的，usmin1和usmin2必須是負的，而usmid1和usmid2可以是正的也可以是負的。相應的，相電壓Vomid1和Vomid2的極性是不確定的。因此，將CMV消除方案分為極性相同的Vomid1和Vomid2 ，極性不同的Vomid1和Vomid2兩種。

當Vomid1和Vomid2均為正或負時，在相電壓組Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2中，E級脈沖數和-E級脈沖數均為3。因此，正相位電壓和負相位電壓具有相同數量的脈沖邊。將三個正電壓脈沖分別記為Vp1 、Vp2和Vp3 ，將三個負電壓脈沖分別記為Vn1 、Vn2和Vn3 。因此該相位電壓組E級和?E級的占空比在每個載波周期均為零，則可將正電壓脈沖的上升沿、下降沿與負電壓脈沖的上升沿、上升沿對齊，其中一個正電壓脈沖的上升沿、下降沿與兩個不同負電壓脈沖的下降沿對齊；同樣，一個負電壓脈沖的上升沿和下降沿與兩個不同的正電壓脈沖的下降沿和上升沿對齊，如圖6所示。這樣就可以完全消除CMV。

當Vomid1為正，Vomid2為負時，在相電壓組Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2中，電壓級E的脈沖數為4，電壓級?E的脈沖數為2。當Vomid1為負、Vomid2為正時，電壓等級E的脈沖數為2，電壓等級?E的脈沖數為4。因此，正相電壓的脈沖邊緣數與負相電壓的脈沖邊緣數不同。而電壓等級E的寬度和仍然等于電壓等級?E的寬度和。為了使正脈沖和負脈沖的邊緣對齊次數相同，在對齊前應將較大數量的脈沖組合在一起。以正的Vomid1和負的Vomid2為例，有4個正電壓脈沖和2個負電壓脈沖。將四個正電壓脈沖分別記為Vp1 、Vp2 、Vp3和Vp4 ，將兩個負電壓脈沖分別記為Vn1和Vn2 。

因此，四個正電壓脈沖應成對組合，其中一個正相電壓的下降沿與另一個正相電壓的上升沿對齊，如圖7(a)所示。然后，通過將組合正電壓脈沖的上升沿和下降沿分別對準負電壓脈沖的下降沿和上升沿來消除CMV，其中一個組合正電壓脈沖的上升沿和下降沿對準兩個不同的負電壓脈沖的下降沿和上升沿;同樣，一個負電壓脈沖的上升沿和下降沿與兩個不同組合的正電壓脈沖的下降沿和上升沿對齊，如圖7(b)所示。負的Vomid1和正的Vomid2的脈沖對準方案與正的Vomid1和負的Vomid2的脈沖對準方案相似。

圖6 用相同極性的Vomid1和Vomid2消除CMV的基本思路

圖7 利用不同極性的Vomid1和Vomid2消除CMV的基本思路。(a)組合。(b)對齊。

通過分析，當Vomid1和Vomid2極性相同時，有36種比對方案，當Vomid1和Vomid2極性不同時，有48種比對方案。因此，根據Vomid1和Vomid2的極性，總共有168種排列方案。如果在每個控制周期中計算和比較各個對準方案，分析和計算將非常復雜。事實上，大多數方案在改變PWM脈沖時都可能導致某些脈沖邊緣超過開關周期。因此，找到了一種有效的方案，通過將這些脈沖放置在一定的范圍內來避免這種情況，該范圍由最寬的脈沖決定。即以最寬的脈沖作為基準，保持在開關周期的中心，然后在最寬的脈沖范圍內移動其他脈沖。下面給出兩個示例，進一步描述在Vomid1和Vomid2相同或不同極性下消除CMV的具體PWM脈沖對準方案，結果如圖8所示。

圖8 所提出的CMV消除方案。(a) Vomid1 >0，Vomid2 >0。(b) Vomid1 >0，Vomid2 <0

當Vomid1和Vomid2極性相同時，對應的最優(yōu)對準方案如圖8(a)所示。

1. 根據脈寬由大到小的順序，對E級的脈沖進行排序，定義為Vpmax 、Vpmid和Vpmin ;對?E級的脈沖進行排序，定義為Vnmax 、Vnmid和Vnmin 。
2. 找到最寬的脈沖作為范圍參考，并保持在一個周期的中心。在圖8(a)中，脈沖Vnmax是最寬的，所以脈沖Vnmax保持在一個周期的中心。
3. 然后，可以按脈沖寬度的順序移動脈沖位置。圖8(a)中，a：將脈沖Vpmax的上升沿與Vnmax的下降沿對齊；b：將脈沖Vpmin移位，使其下降沿與Vnmax上升沿對齊；c：改變Vnmin的脈沖位置，使其上升沿與Vpmax的下降沿對齊；d：改變Vnmin的脈沖位置，使其下降沿與Vpmid的上升沿對齊；e：Vpmin的上升沿移動到與Vnmin的下降沿位置；f：因此Vpmin的下降沿可以與Vnmin的上升沿精確對齊。

當一個周期內Vpmax的占空比最大時，對齊方案與上述方案類似，只是交換了下標p和下標n。

當Vomid1和Vomid2極性不同時，對應的最優(yōu)對準方案如圖8(b)所示。

1. 按照脈寬從大到小的順序，對E級的脈沖進行排序，定義為Vpmax 、Vpmid1 、Vpmid2和Vpmin ，對?E級的脈沖進行排序，定義為Vnmax和Vnmin 。
2. 四個正電壓脈沖成對組合，其中Vpmax和Vpmin為一對，Vpmid1和Vpmid2為一對。
3. 從脈沖組合Vpmax +Vpmin ，Vpmid1 +Vpmid2 ，以及脈沖Vnmax , Vnmin中找出最寬的脈沖，并將其保持在一個周期的中心。在圖8(b)中，脈沖Vnmax ,是最寬的，所以脈沖Vnmax ，保持在一個周期的中心。
4. 然后，可以按照圖8(b)所示的順序移動脈沖組合Vpmax +Vpmin和Vpmid1 +Vpmid2的上升沿和下降沿，使其與Vnmax和Vnmin的下降沿和上升沿對齊。

可以發(fā)現(xiàn)，采用本文提出的對準方案后，整流CMV的換相與逆變CMV的換相一致，背靠背三電平NPC變換器的CMV從2 E /3消除到零，如圖8所示。圖9給出了背對背三電平NPC轉換器的CMV消除方案流程圖。因此，采用所提出的PWM脈沖對準方法后，可以在每個周期內將CMV消除為零。

所提出的CMV消除方案可以使用具有兩個比較值的鋸齒載波代替三角形載波來實現(xiàn)，如圖10所示，它可以自由移動PWM脈沖的位置。

圖9 CMV消除策略流程圖

圖10 用鋸齒形載波代替三角形載波

B、NPP電壓平衡方法

NPP平衡是背靠背三電平NPC變換器安全穩(wěn)定運行的另一個重要問題。然而，通過PWM脈沖對準方法無法實現(xiàn)NPP平衡。ZSV注入法通常用于控制NPP平衡，但常規(guī)ZSV注入法會使CMV振幅增大。根據A部分的分析，消除CMV的前提是相電壓組中電壓級E的寬度和等于一個電壓級?E的寬度和。因此，為了解耦CMV消除和NPP平衡，整流側和逆變側同時注入相同的ZSV：uz ，保證不影響CMV的消除：

其中，usx ′為注入ZSV后的參考相電壓，取值范圍為-1~1。則ZSV注入后各占空比之和為：

由公式(5)可以很容易地推斷出，在每個載波周期內，Vomax1 '、Vomid1 '、Vomin1 '和-Vomax2 '、-Vomid2 '、-Vomin2 '的E級和- E級占空比之和也將為零，這并不影響上述CMV消除方法。

然而，ZSV有許多值；有必要找到最優(yōu)的ZSV注入策略。NPP平衡控制的步驟總結如下，如圖11所示。

1. NPP平衡可以通過補償中性點電流來控制，因此第一步是計算目標NP電流。設每個直流電容為C，上下電容電壓分別為VdcH和VdcL ，則定義目標NP電流為iNP_ref ，當iNP_ref從O點流出時定義為正，因此，iNP_ref可以表示為：

補償NP電流定義為iNP ，它與注入的ZSV：uz 、原始參考電壓、實際輸入輸出相電流有關，如下所示：

2. 計算注入ZSV的范圍。注射ZSV應避免過調制。因此，ZSV的取值范圍滿足以下條件：

3. 找到可注入的ZSV。ZSV滿足(8)的值很多，為了簡化計算，選擇幾個關鍵的ZSV，可以使六個相參考電壓中的一個在一個載波周期內為整數，即在一個載波周期內一個相的開關保持不變，因此可以在一定程度上降低開關損耗。滿足這一要求的關鍵ZSVs最多有10個，如下所示：

將(9)中的uz與(8)中的可注射ZSV范圍進行比較，并丟棄超出范圍的ZSV。

4. 將滿足(8)范圍的ZSV：uz代入(7)計算補償NP電流iNP 。
5. 將補償NP電流iNP與目標NP電流iNP_ref進行比較，找出最接近的一個，其對應的uz即為每個周期NPP平衡控制的最優(yōu)關鍵ZSV。

圖11 NPP平衡控制步驟

5.實驗驗證

搭建1.5kw背靠背三電平NPC變換器平臺，進一步驗證理論分析的正確性，如圖12所示。實驗參數與仿真參數如表1所示。平臺主電路包括整流器、逆變器、三相電感器和三相電阻負載。控制電路由采用TMS320F28379D DSP芯片的控制板和Altera MAX 10 FPGA工具包、整流器和逆變器的兩個采樣板、開關和指示燈組成。在這里，DSP主要用于執(zhí)行控制算法，并通過EPWM模塊產生12路PWM信號。利用FPGA將12路PWM信號擴展為24路互補信號，并保留必要的死區(qū)時間。

表1 實驗參數

圖12 實驗平臺示意圖

圖13和圖14分別為逆變側調制指數m2 =0.8和m2 =0.2條件下消除CMV前后的CMV波形實驗結果。整流側調制指數m1 =0.94。由圖13和圖14可以看出，消除前的CMV幅值約為80V，為直流電壓的三分之一。消除后，整流側CMV幾乎與逆變側相同，除了由于開關特性和死區(qū)時間引起的一些電壓尖峰外，CMV幾乎等于零。雖然電壓尖峰很難完全消除，但均方根值非常小，接近噪聲干擾。用示波器測量了CMV的均方根值。采用CMV消除法后，m 2 =0.8時，CMV由37.05V降至5.61V，m 2 =0.2時，CMV由36.71V降至4.2V。因此，電磁干擾噪聲，泄漏電流，或電機軸承電流仍然可以大大降低。作為對比，在相同參數下，對基于ZSV注入的CMV還原方法進行了測試，CMV還原后的RMS值為29.12V。因此，本文提出的CMV消除方法具有更好的CMV性能和更低的共模能量。

圖13 (a) CMV和(b) m2 =0.8時消除前后整流CMV、逆變CMV的實驗結果

圖14 (a) CMV和(b) m2 =0.2時消除前后整流CMV、逆變CMV的實驗結果

圖15為不同控制模式下NPP平衡和CMV消除方法的動態(tài)過程。圖15(a)和(b)在0-t1沒有CMV和NPP平衡控制，CMV振幅約為80V。為了突出所提出的NPP平衡方法的控制效果，上下電容并聯(lián)兩個不同的電阻器，因此上下電容電壓分別高于和低于參考值120V。然后，在圖15(a)的t1 -t2處加入CMV消除控制，可以看到CMV被消除為零，上下電容電壓仍然不平衡。在圖15(b)中，在t1 -t2分別實現(xiàn)NPP平衡控制，這對于兩個電容電壓的平衡是有效的，但CMV幅值仍然是80V。在t2 -t3的第三個時間段，將提出的CMV消除方案與NPP平衡方法同時進行，可以看到圖15(a)中兩個電容電壓達到平衡，圖15(b)中的CMV被消除。上述分析表明，所提出的CMV消除方案和NPP平衡方法是解耦的，可以單獨或同時實施，互不影響。

圖15 當m2 =0.8時，不同控制方式下的上下電容電壓和CMV實驗結果。(a)模式一。(b)模式二。

為了驗證NPP在低基頻下的平衡性能，在逆變側頻率f2 =5Hz下進行了實驗，并對NPP的結果進行了驗證，實驗結果如圖16所示。從圖16可以看出，基頻較低時電壓波動較大。而NPP平衡控制后，上下電容器的電壓差減小，說明NPP平衡方法在低頻條件下也是有效的。

圖16 在f2 =5Hz，m2 =0.8時控制前后，上下電容的電壓

圖17給出了不同控制方式下整流側和逆變側的線路電壓THDs，包括常規(guī)的不加CMV的PODPWM方法和NPP控制方法，本文提出的基于PODPWM的方法和基于PDPWM的ZSV注入方法。從比較中可以看出，PODPWM的THD要高于PDPWM，這是我們?yōu)榱双@得更好的CMV性能而必須付出的代價。但諧波分量主要集中在載波頻率和多載波頻率上；對電機負載影響小，易于過濾。另外，隨著調制指數m2的增大，使用PODPWM的逆變側的THD與使用PDPWM的THD越來越接近。因此，在較高的調制指數下，該方法具有更好的THD性能。對于整流側，由于調制指數m1總是很高，所以在不同的m2值下，不同方法下的THDs幾乎沒有變化，并且彼此接近。此外，與傳統(tǒng)PODPWM的THD相比，該方法的THD差異不大。這是因為本文提出的PWM脈沖對準方案通過選擇中間最寬的脈沖，并在此基礎上移動其他脈沖，避免了過多的相移。

圖17 不同控制方式下整流側和逆變側線路電壓的THDs

6.結論

針對背對背三電平NPC變換器，提出了一種具有NPP平衡能力的基于載波的CMV消除方法。通過將相位電壓組中正電壓脈沖的邊緣與負電壓脈沖的邊緣對準，在載流子周期內整流器和逆變器側相位電壓的正、負脈沖重新排布，消除CMV。為了獲得ZSV的自由度來平衡NPP，將差值而不是整流側或逆變側各自的CMV消除為零。提出了一種廣義的三電平脈沖對準方案，該方案采用具有兩個比較值的鋸齒載波實現(xiàn)，易于實現(xiàn)。

為了平衡NPP，計算了幾個關鍵的ZSVs，這些ZSVs使六個相位參考電壓中的一個在載波周期內為整數。選擇最有利于NPP平衡的ZSV作為最優(yōu)ZSV，同時注入整流側和逆變側，保證不影響CMV的消除。仿真和實驗結果驗證了該方法的有效性。