隨著我國(guó)科技的發(fā)展和工業(yè)化進(jìn)程的進(jìn)一步提高,對(duì)通信開關(guān)電源和電力操作直流電源的效率、功率密度、可靠性和EMI 等提出了更高的要求。因此就需要采用新的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和采用新的PWM控制模式。
目前研究較多的就是移相全橋軟開關(guān)PWM 變換器的電路拓?fù)?。其PWM控制模式也有電壓模式控制和電流模式控制兩種。傳統(tǒng)的開關(guān)電源普遍采用電壓模式控制的PWM技術(shù),但在此控制模式下系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度比較慢。峰值電流模式控制的PWM技術(shù)正是針對(duì)電壓模式控制PWM技術(shù)的缺點(diǎn)發(fā)展起來(lái)的。
該模式控制因動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、補(bǔ)償電路簡(jiǎn)化、增益帶寬大、易于均流等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用。在移相全橋變換器中,控制策略多采用峰值電流模式控制。
2 兩種PWM控制模式基本原理及特點(diǎn)
2.1 兩種PWM控制模式的基本原理
圖1(a)為電壓模式控制的PWM原理圖。由圖可以看出電壓模式控制只有一個(gè)電壓反饋閉環(huán),采用脈沖寬度調(diào)制法。它工作的基本原理是:輸出電壓Uo與參考電壓Uref經(jīng)誤差放大器EA放大后得到了一個(gè)誤差電壓信號(hào)Ue,Ue再與振蕩電路產(chǎn)生的固定鋸齒波電壓經(jīng)PWM比較器COM比較,由鎖存器輸出占空比隨誤差電壓信號(hào)Ue變化的一系列脈沖。圖1(b)為峰值電流模式控制的PWM原理圖。由圖可以看出,它是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng),電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。
它工作的基本原理是:輸出電壓Uo與參考電壓Uref經(jīng)誤差放大器EA放大后得到一個(gè)誤差電壓信號(hào)Ue,Ue再與電感電流的采樣電壓Ur比較,由恒頻時(shí)鐘脈沖置位鎖存器輸出脈沖。當(dāng)Ur幅度達(dá)到Ue電平時(shí),PWM比較器的狀態(tài)反轉(zhuǎn),鎖存器復(fù)位,驅(qū)動(dòng)撤除,功率管關(guān)斷,電路逐個(gè)地檢測(cè)和調(diào)節(jié)電流脈沖,由此控制電源輸出的電壓。
(a)電壓模式控制 (b)峰值電流模式控制
圖1 電壓模式控制和峰值電流模式控制PWM原理圖
2.2 兩種PWM控制模式的特點(diǎn)
電壓模式控制采用單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計(jì),因此調(diào)試比較容易。此外PWM比較器的鋸齒波振幅較大,在調(diào)制過(guò)程具有較好的抗噪聲裕量。且它的低阻抗功率輸出,對(duì)多輸出電源具有較好的交互調(diào)節(jié)特性。但它對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢,且輸出的LC濾波器又給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn),在補(bǔ)償設(shè)計(jì)誤差放大器時(shí)就需要將主導(dǎo)極點(diǎn)低頻衰減,或是增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。
峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng),電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化,而電壓環(huán)僅需控制輸出電容,不必控制LC儲(chǔ)能電路。因此峰值電流模式控制PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。它具有以下優(yōu)點(diǎn):(1)具有良好的線性調(diào)整率和快速的輸入輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng);(2)固有的逐個(gè)脈沖電流限制,簡(jiǎn)化了過(guò)載保護(hù)和短路保護(hù),在推挽電路和全橋電路中具有自動(dòng)磁通平衡功能;(3)消除了輸出濾波電感帶來(lái)的極點(diǎn)和系統(tǒng)的二階特性,使系統(tǒng)不存在有條件的環(huán)路穩(wěn)定性問(wèn)題,具有最佳的大信號(hào)特性;(4)多電源單元并聯(lián)易
于實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流。但它同時(shí)又具有以下缺點(diǎn):(1)需要雙環(huán)控制,增加了電路設(shè)計(jì)和分析的難度;(2)電流上升率不夠大,在沒有斜坡補(bǔ)償時(shí),當(dāng)占空比大于50 %時(shí),控制環(huán)變得不穩(wěn)定,抗干擾性能差;(3)控制信號(hào)來(lái)自輸出電流,功率級(jí)電路的諧振會(huì)給控制環(huán)帶來(lái)噪聲;(4)控制環(huán)控制電流,使負(fù)載調(diào)整率變差,在多路輸出時(shí),需要耦合電感實(shí)現(xiàn)交互調(diào)節(jié)。
3 峰值電流模式控制的穩(wěn)定性分析及斜坡補(bǔ)償
3.1 峰值電流模式控制的穩(wěn)定性分析
采用峰值電流模式控制的電路,在沒有斜坡補(bǔ)償時(shí),當(dāng)占空比大于50 %時(shí),控制環(huán)就會(huì)變得不穩(wěn)定,其具體原因分析如下。圖2 中,Ve 是誤差放大器輸出的誤差電壓信號(hào),△Io 是擾動(dòng)電流,m1、m2分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。實(shí)線為實(shí)際輸出的電感電流,虛線為無(wú)擾動(dòng)時(shí)的電感電流。由于開關(guān)頻率通常都較高,因此這里假定在
開關(guān)周期內(nèi),電感電流是線性變化的。令e為△Io所引起的偏差,根據(jù)幾何關(guān)系,可得相鄰開關(guān)周期內(nèi)e的遞推表達(dá)式:
(1)
則第n周期的誤差:
(2)
因此當(dāng)m1>m2時(shí),也就是占空比小于50%,誤差是收斂的,其頻率為開關(guān)頻率的1/2,振幅逐漸趨向于零,系統(tǒng)是穩(wěn)定的;而當(dāng)m1時(shí),此時(shí)占空比大于50%,誤差是發(fā)散的,系統(tǒng)不穩(wěn)定。
(a)占空比小于50%
(b)占空比大于50%
圖2 峰值電流模式控制系統(tǒng)中電感電流對(duì)擾動(dòng)的響應(yīng)
3.2 斜坡補(bǔ)償原理
由上述分析知,當(dāng)占空比大于50%時(shí),此時(shí)電感電流上升率小于電感電流下降率,系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。為了解決這一問(wèn)題,需要引入斜坡補(bǔ)償,如圖3所示。
圖3 峰值電流模式控制的斜坡補(bǔ)償
圖中m為補(bǔ)償斜率,由幾何關(guān)系可知,加入斜坡補(bǔ)償后的誤差遞推表達(dá)式為:
(3)
因此選擇合適的m,就可以使
<1< span=""> (4)
滿足(4)式就可確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由圖3和上面的補(bǔ)償后的誤差表達(dá)式可知,當(dāng)選擇補(bǔ)償斜率m等于電感電流下降沿的斜率m2,這時(shí)擾動(dòng)信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)就完成了校正,如圖4所示。
圖4 補(bǔ)償坡度等于m2的斜坡補(bǔ)償
3.3 斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)
根據(jù)圖1峰值電流控制的電路圖可以看到,加入斜坡補(bǔ)償有兩種方法。一種是將斜坡補(bǔ)償信號(hào)加到電流檢測(cè)信號(hào)中,也就是加到PWM比較器的同相端。另一種是將斜坡補(bǔ)償信號(hào)從誤差電壓信號(hào)中減去,實(shí)際上間接加到PWM比較器的反相端。由于第二種方法的斜坡補(bǔ)償信號(hào)不是直接加到PWM比較器上的,實(shí)現(xiàn)起來(lái)就相對(duì)困難些。因此我們主要討論第一種方法的實(shí)現(xiàn)。
圖5為斜坡補(bǔ)償簡(jiǎn)化電路。從圖中可以看出,鋸齒波輸入腳RAMP的信號(hào)為原邊的電流信號(hào)和晶振腳Vslope的輸出信號(hào)疊加得到的。
圖5 斜坡補(bǔ)償?shù)暮?jiǎn)化電路
圖6為斜坡補(bǔ)償?shù)牡刃щ娐?,由此可以算出斜坡補(bǔ)償后加到芯片鋸齒波輸入腳的電壓:
(5)
圖6 斜坡補(bǔ)償?shù)刃щ娐?/p>
因此斜坡補(bǔ)償電壓。由前面分析知,當(dāng)選擇補(bǔ)償斜率m等于電感電流下降沿的斜率m2時(shí),擾動(dòng)信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)就完成了校正。但在實(shí)際應(yīng)用時(shí),根據(jù)經(jīng)驗(yàn)常選m在0.5~1之間。令,可得到補(bǔ)償?shù)匿忼X波斜率:
。 (6)
對(duì)于BOOST電路,電感電流上升的斜率: (7)
由于輸入電壓隨電網(wǎng)變化,所以補(bǔ)償值不恒定,這樣對(duì)于固定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),很多時(shí)候會(huì)發(fā)生過(guò)補(bǔ)償或補(bǔ)償不足,降低了電路的性能并導(dǎo)致波形畸變, 因此BOOST電路通常不采用峰值電流模式控制。而對(duì)于BUCK型移相全橋變換器電路,有
(8)此時(shí)斜坡補(bǔ)償值恒定且容易計(jì)算。
4移相全橋零電壓開關(guān)變換器控制電路的設(shè)計(jì)
美國(guó)Unitrode公司針對(duì)移相控制方案推出了UC3875芯片。該集成電路用一個(gè)半橋支路對(duì)另一個(gè)半橋支路的移相開關(guān)實(shí)行全橋功率級(jí)的控制,使得固定PWM與諧振零電壓開關(guān)相結(jié)合,在高頻具有高效性能。它主要包括以下九個(gè)方面的功能:工作電源、基準(zhǔn)電源、振蕩器、鋸齒波、移相控制信號(hào)發(fā)生電路、過(guò)流保護(hù)、死區(qū)時(shí)間設(shè)置、輸出級(jí)、誤差放大器和軟啟動(dòng)。該P(yáng)WM控制器使移相全橋變換器控制電路的設(shè)計(jì)大為簡(jiǎn)化??刂齐娐分饕煞譃槿缦聨撞糠郑弘娐返膮?shù)設(shè)置,電壓電流反饋環(huán)節(jié),輸出電流限制,電路的保護(hù)等。下面主要討論峰值電流模式控制下的斜坡補(bǔ)償問(wèn)題,其它的在此均不作討論。
由前面分析可知,采用峰值電流模式控制需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償。UC3875芯片內(nèi)部有鋸齒波發(fā)生器和斜坡補(bǔ)償電路。斜坡設(shè)置腳SLOPE與某一個(gè)電源Vx之間接一個(gè)電阻Rslope,為鋸齒波腳RAMP提供一個(gè)電流為的恒流源,其中Vx通常接芯片的基準(zhǔn)電源Vref。在RAMP腳與信號(hào)地GND之間接一個(gè)電容Cramp,就決定了鋸齒波的斜率:
(9)
另外,選定了Rslope和Cramp,同時(shí)也就決定了鋸齒波的幅值,其中T為鋸齒波產(chǎn)生的周期。把此固定斜率的鋸齒波輸入到PWM比較器就構(gòu)成了電壓控制型。若在此基礎(chǔ)上,把原邊電流采樣信號(hào)疊加在RAMP腳作電流取樣輸入到PWM比較器,就構(gòu)成了峰值電流模式控制。具體接法如圖7所示。則需要補(bǔ)償?shù)男甭剩?/p>
= (10)
根據(jù)上面所述就可計(jì)算出斜坡補(bǔ)償電路的參數(shù)。
圖7 移相全橋零電壓開關(guān)變換器的控制電路
5結(jié)論
峰值電流模式控制的系統(tǒng)穩(wěn)定性好,響應(yīng)速度快,實(shí)現(xiàn)也很容易,并且能夠限制電路中的峰值電流,從而保護(hù)器件。對(duì)此控制電路采用斜坡補(bǔ)償可以增加電路穩(wěn)定性,改善電路的性能, 特別對(duì)占空比大于50%的電路,進(jìn)行斜坡補(bǔ)償是必要的。實(shí)驗(yàn)表明,采用此控制策略應(yīng)用在移相全橋變換器中,明顯的改善了系統(tǒng)的性能。
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