反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是什么

反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)憑借其寬工作范圍內(nèi)所具有的簡(jiǎn)單性與穩(wěn)健性，近幾十年來一直在低功率 AC/DC 應(yīng)用中占據(jù)主導(dǎo)地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統(tǒng)的肖特基二極管，實(shí)現(xiàn)了效率的明顯提升。

但是，反激式變換器仍需不斷改進(jìn)傳統(tǒng)的反激拓?fù)洌拍軕?yīng)對(duì)效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前，反激拓?fù)湟殉霈F(xiàn)多個(gè)變體版本，并成功應(yīng)用于 AC/DC 應(yīng)用，例如零電壓開關(guān) (ZVS) 反激拓?fù)?、有源鉗位反激拓?fù)?(ACF)，以及即實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)又降低了開關(guān)損耗的混合式反激拓?fù)?。這些新型反激拓?fù)涓纳屏诵什⑻岣吡碎_關(guān)頻率，極大地推進(jìn)了高功率密度的變換器設(shè)計(jì)

然而，這些新興反激拓?fù)渚哂胁煌?a href="http://www.wenjunhu.com/v/tag/773/" target="_blank">工作原理，這給同步整流器控制帶來了新的挑戰(zhàn)。由于需要額外的開關(guān)脈沖來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，同步整流器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)通常會(huì)導(dǎo)通兩次，而第二次導(dǎo)通周期可能會(huì)導(dǎo)致許多現(xiàn)有 SR 控制器發(fā)生嚴(yán)重?fù)舸１疚奶岢隽艘环N解決方案，可以避免在設(shè)計(jì)帶同步整流功能的新型反激拓?fù)淦骷倪^程中發(fā)生嚴(yán)重?fù)舸┑娘L(fēng)險(xiǎn)。

ZVS 反激拓?fù)渥凅w類型

通常，反激式變換器中的零電壓開關(guān)是通過偏置磁化電感為負(fù)極性來實(shí)現(xiàn)的，允許電感電流在原邊開關(guān)導(dǎo)通之前將電壓拉低至零。

圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓?fù)?，這是目前市場(chǎng)上常用的標(biāo)準(zhǔn) ZVS 反激拓?fù)洹?/p>

圖 1：采用輔助繞組的 ZVS 反激拓?fù)?/p>

圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。

圖 2：ZVS 反激式控制器的典型工作波形

除了原邊 MOSFET (QP) 和 SR MOSFET (QS) 以外，這種拓?fù)溥€需要一個(gè)輔助 MOSFET (QA) 來支持 ZVS 的實(shí)現(xiàn)。在每個(gè)開關(guān)周期的 QP 導(dǎo)通之前，QA 先導(dǎo)通一小段時(shí)間，通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負(fù)極性。該過程可以在 QP 導(dǎo)通之前將 QP 漏源電壓 (VDSP) 下拉至 0V，從而實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。

QA 通常與 QP 一起放置在原邊接地端，因此二者均由原邊反激控制器控制以實(shí)現(xiàn)精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端，僅根據(jù) QS 漏源電壓 (VDSS) 的極性確定導(dǎo)通時(shí)間。當(dāng) QP 關(guān)斷時(shí)，磁化電流被迫流向副邊，而 QP 應(yīng)在 VDSS 變?yōu)樨?fù)值時(shí)立即導(dǎo)通，以便有效為輸出供電。當(dāng) QA 導(dǎo)通時(shí)，VDSS 也變?yōu)樨?fù)值，因?yàn)樽儔浩鞯妮o助繞組和副邊繞組具有相同的極性。

因此，在與原邊控制器之間沒有通信路徑的情況下，SR 控制器很難區(qū)分 QP 的關(guān)斷與 QA 的導(dǎo)通。 對(duì)于大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器來說，這很可能導(dǎo)致二次導(dǎo)通事件。因?yàn)?QA 的導(dǎo)通時(shí)間往往非常短，而 QP 會(huì)在 QA 之后立即導(dǎo)通；SR 控制器會(huì)在這種極短的導(dǎo)通時(shí)間模式下持續(xù)運(yùn)行且無法立即關(guān)斷。 在這種情況下，原邊和副邊之間可能會(huì)發(fā)生擊穿，從而導(dǎo)致電源變換器可靠性不高。

圖 3 顯示了非互補(bǔ)工作模式下的 ACF 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。與互補(bǔ)模式不同，它采用斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 來提高輕載效率。

圖 3: ACF 拓?fù)?/p>

圖 4 顯示了 ACF 拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?。這種拓?fù)渫ㄟ^在導(dǎo)通 QP 之前二次導(dǎo)通鉗位 MOSFET (QC) 來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。這會(huì)導(dǎo)致第二次 SR 柵極導(dǎo)通，并帶來擊穿的潛在風(fēng)險(xiǎn)。

圖 4：非互補(bǔ)模式下 ACF 拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?/p>

圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓?fù)?。混合反激拓?fù)淅弥C振電容通過變壓器輸出額外的功率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)上管 MOSFET (QH) 和下管 MOSFET (QL) 的 ZVS。因此，與傳統(tǒng)反激拓?fù)湎啾?，混合反激拓?fù)涓m合高功率應(yīng)用。

圖5: 混合反激拓?fù)?/p>

圖 6 顯示了混合反激拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?。?DCM 模式下，QH 通過短時(shí)間導(dǎo)通 QL 來實(shí)現(xiàn) ZVS。 因此，混合反激拓?fù)湟灿锌赡芙?jīng)歷第二次 SR 柵極導(dǎo)通并發(fā)生擊穿。

圖 6：DCM 模式下混合反激拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?/p>

可靠的 ZVS 反激拓?fù)?SR 控制

如前所述，大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器通過簡(jiǎn)單比較漏源電壓和特定電壓閾值來確定導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)序。 這導(dǎo)致同步整流器可能在每個(gè)開關(guān)周期中都導(dǎo)通兩次，與最小導(dǎo)通時(shí)間邏輯是沖突的，并增加了擊穿的風(fēng)險(xiǎn)。因此，我們需要一種先進(jìn)的同步整流器控制方案來區(qū)分每個(gè)開關(guān)周期中的第一次和第二次的導(dǎo)通事件，并避免在任何工作條件下發(fā)生擊穿。

MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器，它采用智能控制方案來區(qū)分導(dǎo)通事件并應(yīng)對(duì)擊穿風(fēng)險(xiǎn)。除了監(jiān)測(cè)漏源電壓的極性變化外，MP6951 還可以監(jiān)測(cè)高電平脈沖的幅度和持續(xù)時(shí)間。

如圖 7 所示，MP6951 根據(jù)漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (VP)；在每個(gè)開關(guān)周期中，都實(shí)時(shí)比較漏源電壓和 VP。只有當(dāng)正脈沖持續(xù)時(shí)間大于可配置時(shí)長(zhǎng) tW 時(shí)，才會(huì)啟用完全導(dǎo)通邏輯，同步整流器會(huì)在漏源極性翻轉(zhuǎn)時(shí)立即導(dǎo)通。

圖 7: MP6951 的導(dǎo)通條件

否則，即使漏源極性翻轉(zhuǎn)，導(dǎo)通邏輯也會(huì)被禁用或延遲。因?yàn)槿绻┰措妷簺]有超過 VP，或者正脈沖的持續(xù)時(shí)間未超過 tW，則同步整流器在零電壓開關(guān)的第二個(gè)脈沖期間不會(huì)導(dǎo)通。此外，MP6951 可根據(jù)輸入和輸出電壓的各種組合對(duì) tW 邏輯進(jìn)行內(nèi)部調(diào)節(jié)。最終實(shí)現(xiàn)同步整流器總在最合適的時(shí)間導(dǎo)通。

圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓?fù)鋾r(shí) MP6951 的工作波形。通常情況下，SR 柵極會(huì)在原邊 MOSFET 關(guān)斷后立即導(dǎo)通；但當(dāng)其他開關(guān)（包括 QA、QC 和 QL）為零電壓開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，SR 柵極不會(huì)導(dǎo)通。因此，完全消除了擊穿的風(fēng)險(xiǎn)。

圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形

結(jié)語

為滿足市場(chǎng)更高功率密度和效率的需求，新型反激拓?fù)渥凅w正經(jīng)歷快速發(fā)展。隨著越來越多的零電壓開關(guān)變體用于實(shí)際應(yīng)用中，SR 控制器也必須與時(shí)俱進(jìn)。作為同步整流器市場(chǎng)的領(lǐng)先企業(yè)，MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩(wěn)健性與可靠性。與現(xiàn)有的 SR 控制器相比，MP6951 可以匹配任何反激拓?fù)渥凅w，其關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風(fēng)險(xiǎn)。此外，MP6951 控制方案在尖端適配器產(chǎn)品中的有效性，已在理論和生產(chǎn)中得到了充分的驗(yàn)證。

責(zé)任編輯：彭菁