基于6N3雙三極管的衰減式唱放均衡電路設(shè)計(一)

這個設(shè)計其實是應(yīng)一位老朋友要求進行的，他本來是想用一臺采用ECC82的膽前級進行改制，想用在他一臺MC頭的唱機上進行唱頭放大。

我一看參數(shù)，ECC82怎么能行？作為唱頭放大電路，本來需要對于微弱信號進行放大，ECC82這只放大系數(shù)僅為20倍的雙三極管如何能夠完成任務(wù)？就是兩級共陰極放大電路的放大能力直接相乘也才多少？更別提衰減式唱放均衡電路，衰減網(wǎng)絡(luò)對于信號的衰減量，這些對于電路的整體增益都提出了不小的要求。所以，在考慮到這些因素后，決定采用一只較少出現(xiàn)在唱放均衡和前級電路中的6N3國產(chǎn)雙三極管設(shè)計這個唱放均衡電路。

唱放電路成熟可供選擇的并不是太多，成熟廠機采用5670或6N3的制作少之又少，網(wǎng)上許多DIY發(fā)燒友自已折騰的電路往往又不太可信，許多都沒有經(jīng)過嚴格的驗證。加之前幾個月左右，有朋友在《音響和音樂》公眾號上的私信溝通上希望能看到有單獨介紹唱放設(shè)計制作的方法，思索再三，利用這個機會單獨寫下這一篇簡單的文字，希望能給有志于唱放制作的朋友們提供一個參考。

圖一為常見的一體衰減式唱放均衡網(wǎng)絡(luò)

圖 一

圖一中所示的元件取值，是為在電路中作為標準RIAA特性而取的，作為我在電路中設(shè)計唱放均衡網(wǎng)絡(luò)的標準參考對比，在圖一電路中，四只R、C元件取值的計算公式如下所示：

R1*C1=2187μs

R1*C2=750μs

R2*C1=318μs

這上面的三個時間常數(shù)的計算所對應(yīng)了四只阻容元件取值的關(guān)系，當(dāng)然，我們從上面的三個公式中，也可以簡單計算得出兩只電阻、兩只電阻的關(guān)系比值，那就是：

R1/R2=6.877

C1/C2=2.916

上面所對應(yīng)的時間常數(shù)以及各元件比值的計算均為精確值，根據(jù)圖一這個均衡網(wǎng)絡(luò)所得到的標準RIAA特性圖如二所示：

圖 二

但是，有一個相當(dāng)關(guān)鍵的點兒要記住，圖一均衡網(wǎng)絡(luò)元件的各元件數(shù)值獲得的條件是，它是假設(shè)圖一中信號源的內(nèi)阻為零的情況下所得到的，當(dāng)在實際電路中進行計算時，我們一定要將這個衰減網(wǎng)絡(luò)前一級的電壓放大電路的內(nèi)阻串聯(lián)到R1值上才能得到更加接近精確的均衡特性。例如，當(dāng)采用12AX7或ECC83這類高內(nèi)阻高u值的管子作為電壓放大級時，其典型內(nèi)阻約為40K歐左右時，它所對應(yīng)的電路和得到的RIAA均衡特性改變?nèi)鐖D三所示：

圖 三

從圖一、二以及圖三、四的對比中可以了解到，當(dāng)唱機均衡電路，考沒有考慮到前級電路輸出內(nèi)阻的影響時，它們對于電路均衡特性，特別是低頻均衡特性造成了重大的影響。

將圖二、圖三中的兩根RIAA均衡特性曲線放在一起作對比后，大家更容易看到兩者的不同，很顯然，低頻增益更高的是那個加入了40K信號源內(nèi)阻的曲線，也就是紅線，而那個綠線則代表的是標準RIAA均衡特性。如圖四所示：

圖 四

圖三中的代表管內(nèi)阻的Ri，在真實的RIAA均衡參數(shù)的計算中，是屬于一個看不到的參數(shù)，對于真空管放大電路而言，在計算Ri時，代表它的其實是需要計算驅(qū)動均衡電路的那一級電壓放大電路的輸出阻抗，它通常等于電子管內(nèi)阻與屏極負載電阻的并聯(lián)值，當(dāng)考慮到下一級電路的柵漏電阻時，那只柵漏電阻也必須并聯(lián)在內(nèi)。如果只針對于圖三來講，因為代表著管內(nèi)阻Ri的40K歐電阻的串入已經(jīng)對電路造成了重大影響，為了得到精確的符合標準RIAA特性的元器件，我們必須將實際電路中的R1值改變?yōu)?10K（R1+Ri）歐值并重新計算電路中的R2、C1、C2，這樣才能達到精確的符合如圖二所示的唱機均衡特性。

下圖五是將信號源輸出電阻串聯(lián)到R1得到110K歐值后重新計算匹配的均衡網(wǎng)絡(luò)電路，以及還有對應(yīng)圖一標準電路曲線的均衡特性曲線對比，可以看出來，兩者均衡曲線是完全重合的，由此可見，對于唱放均衡電路，嚴格的計算電路參數(shù)對于均衡特性的誤差控制是何等的重要。

圖 五

對于唱機均衡電路來講，并不僅僅只存在著一個看不見的參數(shù)，我們看圖一所示電路，均衡網(wǎng)絡(luò)通常介于兩級電路之間，它并不能直接用于輸出，這是由于其所攜帶的任何負載均會成為其均衡網(wǎng)絡(luò)的一部分從而改變電路的均衡特性，而C2同后一級電路直接成并聯(lián)關(guān)系，那么后一級電路的Cgk、密勒電容便會迭加在C2上共同影響了電路的高頻均衡特性，通常我們要在C2的值上減去后級等效的輸入電容數(shù)值才會避免因后級密勒電容所帶給均衡網(wǎng)絡(luò)的均衡誤差，當(dāng)然，均衡網(wǎng)絡(luò)夾在什么樣的兩級電路之間也有著巨大的不同，例如當(dāng)均衡網(wǎng)絡(luò)介于兩級共陰極放大電路之間時，我們就要詳細計算后一級電路等效的輸入電容并在C2中扣除；而當(dāng)均衡網(wǎng)絡(luò)介于電壓放大電路與陰隨器之間時，由于陰隨器的屏極交流對地旁路，跨路電容無效，而用于唱機均衡網(wǎng)絡(luò)的真空三極電壓放大管的Cgk通常不到4pF，所以很多時候陰隨器輸入電容對于均衡網(wǎng)絡(luò)誤差的影響甚至可以忽略，正是因為陰隨器不僅有著極為優(yōu)秀的阻抗匹配或隔離作用，還擁有著極低的等效輸入電容，所以這是很多真空管唱機均衡電路愿意將均衡網(wǎng)絡(luò)放在電壓放大級與陰隨器之間的原因，這樣無論是均衡網(wǎng)絡(luò)元件數(shù)值的調(diào)整以及實際計算工作都會簡單很多。

當(dāng)唱放均衡網(wǎng)絡(luò)夾在兩級共陰極放大電路之間時，我們?nèi)绾握_計算圖一中C2的正確電容容量呢？前面說過，此時均衡網(wǎng)絡(luò)后一級的等效輸入電容是并聯(lián)在C2上的，我們必須要在C2的電容量上將后一級的等效輸入電容扣除下來才行，后一級電路的等效輸入電容的計算就牽涉到一個重要的參數(shù)，那就是電子管的密勒電容的計算。

如果我們把電路的等效輸入電容用Csr表示、密勒電容我們用Cm表示的話，那么：

Csr=Cm+Cgk（Cgk為電子管的柵陰極分布電容也稱輸入電容）

Cm=Cpg(1+AV)(AV代表電路的放大倍數(shù))

我們要計算均衡網(wǎng)絡(luò)后一級電路的密勒電容，首先得要求出此一級電路的放大倍數(shù)（如果閱讀者連這些基本計算能力不具備的話，并不建議你自已動手折騰電路，選擇可信的電路復(fù)制可能更適合一些）。我們舉例如下圖六所示電路

圖 六

圖六電路是首先根據(jù)第一級電路輸出阻抗得到合適的R5（58K）值后計算得到的R6、C4、C5值，其中C5=11.667n。

由于均衡網(wǎng)絡(luò)后跟隨的是一級共陰極放大電路，它的等效輸入電容并聯(lián)在C5上，我們必須要將后一級電路的等效輸入電容在C5中扣除才能得到精準的特性，所以我們先計算后一級電路的放大倍數(shù)計算出它的密勒電容以及等效輸入電容才行。

已知E88CC的Cag=1.4pF、Cgk=3.3pF、μ=33

AV=(μRa)/(Ri+Ra) =(33*51K)/(2.64K+51k)≈31

Cm=Cpg(1+AV)=1.4(1+31)=44.8pF

Csr=Cgk+Cm=3.3+44.8≈48pF

所以我們將圖六中的11.667n的電容值減去48pF后，新電路中C5值更新為11.619n，得出如圖七所示的電路以及它和標準RIAA均衡網(wǎng)絡(luò)相比得到的均衡特性曲線符合程度。

圖 七

圖七中得到的特性曲線為兩根，特性完全一致重合并且肉眼不可區(qū)分，唯一可以證明的是圖紙上方代表兩根曲線重合程度的紅色字符V(OUT)、藍色字符V(OUT1)。此時電路的均衡網(wǎng)絡(luò)與標準均衡特性在10Hz～100KHz頻率段的理論誤差均小于±0.02dB（圖七所示電路僅為配合本文所列出的一個舉例電路，并不代表其為最佳設(shè)計，特此說明）。

當(dāng)然，前面我們提到過，當(dāng)均衡網(wǎng)絡(luò)后面一級是真空管陰隨器電路時，我們可以忽略掉陰隨器分布參數(shù)對于均衡網(wǎng)絡(luò)所帶來的影響。