基于SG3525的推挽電路仿真設(shè)計

光伏逆變器前級往往需要先升壓，再進行逆變。低壓通過高頻升壓的主要目的是減小逆變器體積、提高功率密度、減小損耗，提高效率。但高頻同樣也面臨諸多問題，如電磁干擾嚴重，SPWM驅(qū)動信號易受到影響等問題。

隨之就引入了軟開關(guān)技術(shù)，在逆變的高壓側(cè)串聯(lián)電容，使電容和漏感構(gòu)成串聯(lián)諧振回路，但串聯(lián)諧振頻率固定，如果諧振頻率遠大于開關(guān)頻率，就會降低電源輸出電壓，同時降低效率，如果諧振頻率小于開關(guān)頻率，無法實現(xiàn)軟開關(guān)，同時MOS管漏極產(chǎn)生較大的電壓尖峰，可能會導(dǎo)致MOS管失效。綜上，前級推挽選擇開環(huán)工作模式，使工作頻率固定，將PWM控制器（SG3525）占空比拉至最大，設(shè)置合適的死區(qū)時間，選擇合適的諧振參數(shù)，以實現(xiàn)軟開關(guān)，從而達到軟開關(guān)和高效率的目標。

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設(shè)計參數(shù)

鋰電池供電：

DC輸入電壓V_in：40~56V

DC輸出電壓V_out：270~380V

輸出功率P_out：1000W

效率：95%

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推挽電路建模分析

推挽電路工作原理不在這里贅述。由于輸入直流電壓，變壓器容易磁飽和，所以在設(shè)計時變壓器原邊兩個繞組的方向需要注意，必須保證一個工作周期內(nèi)，磁特性工作在一、三象限，輸出的驅(qū)動信號為帶死區(qū)的互補PWM波，下面為SG3525的驅(qū)動波形，波形是將占空比拉至最大時，輸出帶死區(qū)的互補PWM波。

下面為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實際情況，原邊MOS管并聯(lián)等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯(lián)20mF電容，該電容不影響仿真結(jié)果，加在這里目的是為了更加接近實際情況，避免設(shè)計時疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時，開始選用3繞組變壓器，仿真結(jié)果錯誤，錯誤為高壓側(cè)諧振電流頻率與低壓側(cè)諧振頻率不相同，導(dǎo)致仿真中MOS管D極始終出現(xiàn)較大的尖峰，后來換用變壓器，設(shè)置合適的參數(shù)，問題基本解決，但由于該軟件沒有合適的變壓器，所以仿真結(jié)果不是特別理想）；高壓側(cè)采用諧振的最大優(yōu)點就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調(diào)試中比較麻煩，如果調(diào)試不好，很難達到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導(dǎo)致二極管發(fā)熱嚴重，如果器件選型不合適，高壓側(cè)串聯(lián)諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機器變得更可靠。所以實際設(shè)計中會綜合各方面因數(shù)來考慮設(shè)計方案，不能一味的追求某項參數(shù)指標。功率電路模型如下：

功率級仿真波形：

情況1：諧振頻率等于開關(guān)頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩(wěn)態(tài)波形

仿真中，MOS管關(guān)斷過程中有一個凹槽，出現(xiàn)這種情況的原因，還請大家發(fā)表自己見解，這里就不再展開。

0~0.1s整個過程波形

情況2：諧振頻率大于開關(guān)頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩(wěn)態(tài)波形

0~0.1s整個過程波形

情況3：諧振頻率小于開關(guān)頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩(wěn)態(tài)波形

上圖可以看出，該情況下，已經(jīng)無法實現(xiàn)軟開關(guān)，所以MOS的D極出現(xiàn)了較大的電壓尖峰，此時已經(jīng)失去了諧振的優(yōu)勢。

0~0.1s整個過程波形

欠壓保護建模，模型如下：

當輸入超過設(shè)置門限電壓時，V_Protect輸出低電平，與PWM信號進行與運算，輸出驅(qū)動PWM為低電平，逆變器截止輸出。

假設(shè)輸入60V。運行結(jié)果如下：

上圖可以看出，輸出信號均截至，逆變器輸出禁止。

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結(jié)論

仿真分析得出結(jié)論：

高頻逆變器，若實現(xiàn)軟開關(guān)，同時提高逆變器效率，必須工作在頻率固定，占空比最大模式，只保留必要的死區(qū)時間時，才能達到較好的效果。若實現(xiàn)有效值為220V的逆變，前級推挽電路工作在開環(huán)模式，后級H橋通過SPWM波調(diào)制，調(diào)節(jié)占空比，實現(xiàn)穩(wěn)定輸出。