AN-140：線性調(diào)節(jié)器和開(kāi)關(guān)模式電源的基本概念

本文介紹線性穩(wěn)壓器和開(kāi)關(guān)模式電源(SMPS)的基本概念。主要面向不太熟悉電源設(shè)計(jì)和選擇的系統(tǒng)工程師。還介紹了線性穩(wěn)壓器和SMPS的基本工作原理并討論了每個(gè)解決方案的優(yōu)缺點(diǎn)。此外，以降壓轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)一步說(shuō)明了開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)考慮因素。

簡(jiǎn)介

當(dāng)今的電子系統(tǒng)設(shè)計(jì)需要越來(lái)越多的供電軌和供電解決方案，負(fù)載范圍從備用電源的幾mA到ASIC穩(wěn)壓器的100A以上不等。為目標(biāo)應(yīng)用選擇合適的解決方案并滿足指定的性能要求至關(guān)重要，如高效率、緊密印刷電路板(PCB)空間、準(zhǔn)確的輸出電壓調(diào)節(jié)、快速瞬態(tài)響應(yīng)、低解決方案成本等。對(duì)于許多可能沒(méi)有強(qiáng)大電源技術(shù)背景的系統(tǒng)設(shè)計(jì)者來(lái)說(shuō)，電源管理設(shè)計(jì)工作變得越來(lái)越頻繁，越來(lái)越具有挑戰(zhàn)性。

電源轉(zhuǎn)換器從給定輸入電源為負(fù)載生成輸出電壓和電流。它需要在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)條件下滿足負(fù)載電壓或電流調(diào)節(jié)要求。還必須在組件出現(xiàn)故障時(shí)保護(hù)負(fù)載和系統(tǒng)。根據(jù)具體應(yīng)用，設(shè)計(jì)人員可選擇線性穩(wěn)壓器(LR)或開(kāi)關(guān)模式電源(SMPS)解決方案。為了更好地選擇解決方案，設(shè)計(jì)人員必須熟悉各種方法的優(yōu)點(diǎn)、缺點(diǎn)和設(shè)計(jì)考慮因素。

本文重點(diǎn)關(guān)注非隔離電源應(yīng)用，并介紹其操作和設(shè)計(jì)基礎(chǔ)知識(shí)。

線性穩(wěn)壓器

線性穩(wěn)壓器的工作原理

我們先來(lái)舉個(gè)簡(jiǎn)單的例子。在嵌入式系統(tǒng)中，前端電源提供一個(gè)12V總線供電軌。而在系統(tǒng)板上，運(yùn)算放大器需要3.3V供電電壓。產(chǎn)生3.3V電壓簡(jiǎn)單的方式是對(duì)12V總線使用電阻分壓器，如圖1所示。效果好嗎？答案通常是否定的。在不同的工作條件下，運(yùn)算放大器的VCC引腳電流可能有所不同。 如果使用固定電阻分壓器，IC VCC電壓會(huì)隨著負(fù)載的不同而不同。而且，12V總線輸入可能調(diào)節(jié)不佳。同一系統(tǒng)中可能有多個(gè)其他負(fù)載共用12V供電軌。由于總線阻抗，12V總線電壓隨總線負(fù)載條件而變化。因此，電阻分壓器無(wú)法向運(yùn)算放大器提供經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)的3.3V電壓，來(lái)確保正常運(yùn)行。因此，需要專用電壓調(diào)節(jié)環(huán)路。如圖2所示，反饋環(huán)路需要調(diào)節(jié)頂部電阻R1值，以便在VCC上動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)3.3V。

圖1.電阻分壓器從12V總線輸入生成3.3VDC

圖2.反饋環(huán)路調(diào)整串聯(lián)電阻R1值以調(diào)節(jié)3.3V

使用線性穩(wěn)壓器可實(shí)現(xiàn)這種可變電阻，如圖3所示。線性穩(wěn)壓器以線性模式操作雙極性或場(chǎng)效應(yīng)功率晶體管(FET)。因此，晶體管作為可變電阻與輸出負(fù)載串聯(lián)。為建立反饋環(huán)路，從概念上講，誤差放大器通過(guò)采樣電阻網(wǎng)絡(luò)RA和RB檢測(cè)直流輸出電壓，然后將反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓VREF進(jìn)行比較。誤差放大器輸出電壓通過(guò)電流放大器驅(qū)動(dòng)串聯(lián)功率晶體管的基極。當(dāng)輸入VBUS電壓減小或負(fù)載電流增大時(shí)，VCC輸出電壓下降。反饋電壓VFB也下降。因此，反饋誤差放大器和電流放大器產(chǎn)生更多的電流饋入晶體管Q1的基極。這就減少了壓降VCE，而恢復(fù)VCC輸出電壓，使VFB等于VREF。而另一方面，如果VCC輸出電壓增加，負(fù)反饋電路也會(huì)增加VCE，確保精確調(diào)節(jié)3.3V輸出?？偠灾?，VO的任何變化都會(huì)被線性穩(wěn)壓器晶體管的VCE電壓吸收。因此，輸出電壓VCC始終保持恒定，并得到良好的調(diào)節(jié)。

圖3.線性穩(wěn)壓器實(shí)現(xiàn)可變電阻以調(diào)節(jié)輸出電壓

為何使用線性穩(wěn)壓器？

很長(zhǎng)一段時(shí)間以來(lái)，線性穩(wěn)壓器一直廣泛應(yīng)用于工業(yè)領(lǐng)域。在開(kāi)關(guān)模式電源自20世紀(jì)60年代問(wèn)世普及之前，線性穩(wěn)壓器始終是電源行業(yè)的基礎(chǔ)元件。即便是今天，線性穩(wěn)壓器仍然廣泛應(yīng)用于各種應(yīng)用領(lǐng)域。

除了使用簡(jiǎn)單，線性穩(wěn)壓器還具有其他性能優(yōu)勢(shì)。電源管理供應(yīng)商開(kāi)發(fā)了許多集成式線性穩(wěn)壓器。典型的集成式線性穩(wěn)壓器僅需VIN、VOUT、FB和可選GND引腳。圖4顯示了20多年前開(kāi)發(fā)的典型3引腳線性穩(wěn)壓器LT1083。僅需1個(gè)輸入電容、1個(gè)輸出電容和2個(gè)反饋電阻即可設(shè)置輸出電壓。幾乎任何電氣工程師都可以使用這些簡(jiǎn)單的線性穩(wěn)壓器來(lái)設(shè)計(jì)電源。

圖4.集成式線性穩(wěn)壓器示例：只有3個(gè)引腳的7.5A線性穩(wěn)壓器

一個(gè)缺點(diǎn) – 線性穩(wěn)壓器比較耗電

使用線性穩(wěn)壓器的一個(gè)主要缺點(diǎn)是其串聯(lián)晶體管Q1在線性模式下工作的功耗過(guò)高。如前所述，線性穩(wěn)壓器晶體管從概念上講是一個(gè)可變電阻。由于負(fù)載電流都必須通過(guò)串聯(lián)晶體管，其功耗為PLoss = (VIN – VO) ? IO。在這種情況下，線性穩(wěn)壓器的效率可通過(guò)以下公式快速估算：

因此，在圖1的示例中，當(dāng)輸入為12V，輸出為3.3V時(shí)，線性穩(wěn)壓器效率只有27.5%。在該例中，72.5%的輸入功率被浪費(fèi)，并在穩(wěn)壓器中產(chǎn)生熱量。這意味著，晶體管必須具有散熱能力，以便在最大VIN和滿負(fù)載的最壞情況下處理功耗和散熱問(wèn)題。因此，線性穩(wěn)壓器及其散熱器的尺寸可能很大，特別是當(dāng)VO比VIN小很多時(shí)。圖5顯示線性穩(wěn)壓器的最大效率與VO/VIN比率成正比。

圖5.最大線性穩(wěn)壓器效率與VO/VIN比率

另一方面，如果VO接近VIN，則線性穩(wěn)壓器的效率很高。但是，線性穩(wěn)壓器(LR)還有一個(gè)限制，即VIN和VO之間的最小電壓差。LR中的晶體管必須在線性模式下工作。因此，雙極性晶體管的集電極到發(fā)射極或FET的漏極到源極之間需要一定程度的最小壓降。如果VO太接近VIN，LR可能就無(wú)法調(diào)節(jié)輸出電壓。能夠以低裕量(VIN – VO)工作的線性穩(wěn)壓器稱為低壓差穩(wěn)壓器(LDO)。

很明顯，線性穩(wěn)壓器或LDO只能提供降壓DC/DC轉(zhuǎn)換。在需要VO電壓比VIN電壓高，或需要從正VIN電壓獲得負(fù)VO電壓的應(yīng)用中，線性穩(wěn)壓器顯然不起作用。

均流線性穩(wěn)壓器實(shí)現(xiàn)高功率[8]

對(duì)于需要更多功率的應(yīng)用，必須將穩(wěn)壓器單獨(dú)安裝在散熱器上以便散熱。在全表面貼裝系統(tǒng)中，這種做法不可行，因此功耗限制（例如1W）會(huì)限制輸出電流。遺憾的是，要直接并聯(lián)線性穩(wěn)壓器來(lái)分散產(chǎn)生的熱量并不容易。

用精密電流源替換圖3所示的基準(zhǔn)電壓，能夠直接并聯(lián)線性穩(wěn)壓器以分散電流負(fù)載，由此分散IC上消散的熱量。這樣就能夠在高輸出電流、全表面貼裝應(yīng)用中使用線性穩(wěn)壓器，在這些應(yīng)用中，電路板上的任何一個(gè)點(diǎn)都只能消散有限的熱量。

LT3080是首個(gè)可調(diào)線性穩(wěn)壓器，可并聯(lián)使用以增加電流。如圖6所示，其精密零TC 10μA內(nèi)部電流源連接到運(yùn)算放大器的非反相輸入。通過(guò)使用外部單電壓設(shè)置電阻RSET，可將線性穩(wěn)壓器的輸出電壓從0V調(diào)節(jié)到(VIN – VDROPOUT)。

圖6.具有精密電流源基準(zhǔn)的單電阻設(shè)置LDO LT3080

圖7顯示了并聯(lián)LT3080實(shí)現(xiàn)均流有多簡(jiǎn)單。只需將LT3080的SET引腳連接在一起，兩個(gè)穩(wěn)壓器的基準(zhǔn)電壓就相同。由于運(yùn)算放大器經(jīng)過(guò)精密調(diào)整，調(diào)整引腳和輸出之間的失調(diào)電壓小于2mV。在這種情況下，只需10mΩ鎮(zhèn)流電阻（小型外部電阻和PCB走線電阻之和）即可平衡負(fù)載電流，且均流超過(guò)80%。還需要更多功率？并聯(lián)5到10個(gè)設(shè)備也是合理的。

圖7.并聯(lián)兩個(gè)LT3080線性穩(wěn)壓器以增加輸出電流

更適合使用線性穩(wěn)壓器的應(yīng)用

在許多應(yīng)用中，線性穩(wěn)壓器或LDO可提供出色的開(kāi)關(guān)電源解決方案，包括：

簡(jiǎn)單/低成本解決方案。線性穩(wěn)壓器或LDO解決方案簡(jiǎn)單易用，特別適用于熱應(yīng)力不太重要的具有低輸出電流的低功耗應(yīng)用。無(wú)需使用外部電源電感。

低噪聲/低紋波應(yīng)用。對(duì)于噪聲敏感型應(yīng)用，如通信和射頻器件，盡可能減少電源噪聲很重要。線性穩(wěn)壓器的輸出電壓紋波很低，因?yàn)椴粫?huì)頻繁開(kāi)關(guān)元件，但帶寬很高。因此，幾乎沒(méi)有EMI問(wèn)題。一些特殊的LDO（如ADI LT1761 LDO系列）在輸出端的噪聲電壓低至20μVRMS。SMPS幾乎無(wú)法達(dá)到這種低噪聲電平。即使采用極低ESR電容，SMPS通常也有1mV輸出紋波。

快速瞬態(tài)應(yīng)用。線性穩(wěn)壓器反饋環(huán)路通常在內(nèi)部，因此無(wú)需外部補(bǔ)償。一般來(lái)說(shuō)，線性穩(wěn)壓器的控制環(huán)路帶寬比SMPS更寬，瞬態(tài)響應(yīng)更快。

低壓差應(yīng)用。對(duì)于輸出電壓接近輸入電壓的應(yīng)用，LDO可能比SMPS更高效。還有超低壓差LDO (VLDO)，如ADI LTC1844、LT3020和 LTC3025，其壓差為20mV至90mV，電流高達(dá)150mA。最小輸入電壓可低至0.9V。由于LR中沒(méi)有交流開(kāi)關(guān)損耗，因此LR或LDO的輕負(fù)載效率類似于其滿負(fù)載效率。由于交流開(kāi)關(guān)損耗，SMPS通常具有更低的輕負(fù)載效率。在輕負(fù)載效率同樣重要的電池供電應(yīng)用中，LDO提供的解決方案比SMPS更好。

綜上所述，設(shè)計(jì)人員使用線性穩(wěn)壓器或LDO是因?yàn)樗鼈兒?jiǎn)單、噪聲低、成本低、易于使用并提供快速瞬態(tài)響應(yīng)。如果VO接近VIN，LDO可能比SMPS更高效。

開(kāi)關(guān)模式電源基礎(chǔ)知識(shí)

為何使用開(kāi)關(guān)模式電源？

顯然是高效率。在SMPS中，晶體管在開(kāi)關(guān)模式而非線性模式下運(yùn)行。這意味著，當(dāng)晶體管導(dǎo)通并傳導(dǎo)電流時(shí)，電源路徑上的壓降較小。當(dāng)晶體管關(guān)斷并阻止高電壓時(shí)，電源路徑中幾乎沒(méi)有電流。因此，半導(dǎo)體晶體管就像一個(gè)理想的開(kāi)關(guān)。晶體管中的功率損耗可減至較小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設(shè)計(jì)人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，特別是在高電流應(yīng)用中。例如，如今12VIN、3.3VOUT開(kāi)關(guān)模式同步降壓電源通?？蓪?shí)現(xiàn)90%以上的效率，而線性穩(wěn)壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。

常用的開(kāi)關(guān)電源—降壓轉(zhuǎn)換器

圖8顯示簡(jiǎn)單、常用的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器—降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。它有兩種操作模式，具體取決于晶體管Q1是開(kāi)啟還是關(guān)閉。為了簡(jiǎn)化討論，假定電源設(shè)備都是理想設(shè)備。當(dāng)開(kāi)關(guān)（晶體管）Q1開(kāi)啟時(shí)，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓VSW = VIN，電感L電流由(VIN – VO)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當(dāng)開(kāi)關(guān)Q1關(guān)閉時(shí)，電感電流通過(guò)續(xù)流二極管D1，如圖8(b)所示。開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓VSW = 0V，電感L電流由VO負(fù)載放電。由于理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，平均輸出電壓VO可通過(guò)以下公式算出：

其中TON是開(kāi)關(guān)周期TS內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間間隔。如果TON/TS之比定義為占空比D，則輸出電壓VO為：

當(dāng)濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時(shí)，輸出電壓VO為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對(duì)于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。

圖8.降壓轉(zhuǎn)換器操作模式和典型波形

除了上面的平均法，還有一種方式可推導(dǎo)出占空比公式。理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓。因此，必須在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)保持電感的伏秒平衡。根據(jù)圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：

公式(5)與公式(3)相同。這個(gè)伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓?fù)?，以推?dǎo)出占空比與VIN和VO的關(guān)系式。

降壓轉(zhuǎn)換器中的功率損耗

直流傳導(dǎo)損耗

采用理想組件（導(dǎo)通狀態(tài)下零壓降和零開(kāi)關(guān)損耗）時(shí)，理想降壓轉(zhuǎn)換器的效率為100%。而實(shí)際上，功耗始終與每個(gè)功率元件相關(guān)聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導(dǎo)損耗和交流開(kāi)關(guān)損耗。

降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗主要來(lái)自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導(dǎo)電流時(shí)產(chǎn)生的壓降。為了簡(jiǎn)化討論，在下面的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中忽略電感電流的交流紋波。如果MOSFET用作功率晶體管，MOSFET的傳導(dǎo)損耗等于IO2 ? RDS(ON) ? D，其中RDS(ON)是MOSFET Q1的導(dǎo)通電阻。二極管的傳導(dǎo)功率損耗等于IO ? VD ? (1 – D)，其中VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導(dǎo)損耗等于IO2 ? RDCR，其中RDCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗約為：

例如，12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，電感RDCR = 2 mΩ，二極管正向電壓VD = 0.5V。因此，滿負(fù)載下的傳導(dǎo)損耗為：

如果只考慮傳導(dǎo)損耗，轉(zhuǎn)換器效率為：

上述分析顯示，續(xù)流二極管的功率損耗為3.62W，遠(yuǎn)高于MOSFET Q1和電感L的傳導(dǎo)損耗。為進(jìn)一步提高效率，可將二極管D1替換為MOSFET Q2，如圖9所示。該轉(zhuǎn)換器稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要對(duì)Q1柵極進(jìn)行信號(hào)互補(bǔ)，即Q2僅在Q1關(guān)斷時(shí)導(dǎo)通。同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗為：

如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗和效率為：

上面的示例顯示，同步降壓轉(zhuǎn)換器比傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器更高效，特別適用于占空比小、二極管D1的傳導(dǎo)時(shí)間長(zhǎng)的低輸出電壓應(yīng)用。

圖9.同步降壓轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號(hào)

交流開(kāi)關(guān)損耗

除直流傳導(dǎo)損耗外，還有因使用不理想功率元件導(dǎo)致的其他交流/開(kāi)關(guān)相關(guān)功率損耗：

MOSFET開(kāi)關(guān)損耗。真實(shí)的晶體管需要時(shí)間來(lái)導(dǎo)通或關(guān)斷。因此，在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬變過(guò)程中存在電壓和電流重疊，從而產(chǎn)生交流開(kāi)關(guān)損耗。圖10顯示同步降壓轉(zhuǎn)換器中MOSFET Q1的典型開(kāi)關(guān)波形。頂部FET Q1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決定大部分Q1開(kāi)關(guān)時(shí)間和相關(guān)損耗。在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，底部FET Q2開(kāi)關(guān)損耗很小，因?yàn)镼2總是在體二極管傳導(dǎo)后導(dǎo)通，在體二極管傳導(dǎo)前關(guān)斷，而體二極管上的壓降很低。但是，Q2的體二極管反向恢復(fù)電荷也可能增加頂部FET Q1的開(kāi)關(guān)損耗，并產(chǎn)生開(kāi)關(guān)電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示，控制FET Q1開(kāi)關(guān)損耗與轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)頻率fS成正比。精確計(jì)算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡(jiǎn)單，具體可參見(jiàn)MOSFET供應(yīng)商的應(yīng)用筆記。

電感鐵損PSW_CORE。真實(shí)的電感也有與開(kāi)關(guān)頻率相關(guān)的交流損耗。電感交流損耗主要來(lái)自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言，鐵粉芯微飽和，但鐵損高，而鐵氧體材料劇烈飽和，但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料，其晶體結(jié)構(gòu)由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設(shè)計(jì)人員提供鐵損數(shù)據(jù)，以估計(jì)交流電感損耗。

其他交流相關(guān)損耗。其他交流相關(guān)損耗包括柵極驅(qū)動(dòng)器損耗PSW_GATE（等于VDRV ? QG ? fS）和死區(qū)時(shí)間（頂部FET Q1和底部FET Q2均關(guān)斷時(shí)）體二極管傳導(dǎo)損耗（等于(ΔTON + ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS）?？偠灾_(kāi)關(guān)相關(guān)損耗包括：通常，計(jì)算開(kāi)關(guān)相關(guān)損耗并不簡(jiǎn)單。開(kāi)關(guān)相關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX 同步降壓轉(zhuǎn)換器中，200kHz – 500kHz開(kāi)關(guān)頻率下的交流損耗約導(dǎo)致2%至5%的效率損失。因此，滿負(fù)載下的總效率約為93%，比LR或LDO電源要好得多?？梢詼p少將近10倍的熱量或尺寸。

圖10.降壓轉(zhuǎn)換器中頂部FET Q1的典型開(kāi)關(guān)波形和損耗

開(kāi)關(guān)電源組件的設(shè)計(jì)考慮因素

開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化

一般來(lái)講，開(kāi)關(guān)頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進(jìn)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。但是，開(kāi)關(guān)頻率更高也意味著與交流相關(guān)的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來(lái)限制熱應(yīng)力。目前，對(duì)于 ≥10A的輸出電流應(yīng)用，大多數(shù)降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對(duì)于< 10A的負(fù)載電流，開(kāi)關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。每個(gè)設(shè)計(jì)的較佳頻率都是通過(guò)仔細(xì)權(quán)衡尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)實(shí)現(xiàn)的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計(jì)算如下：

在給定開(kāi)關(guān)頻率下，低電感提供大紋波電流并產(chǎn)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會(huì)增加MOSFET RMS電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導(dǎo)損耗也可能較高。通常，在選擇電感時(shí)，會(huì)選擇超過(guò)最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應(yīng)商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應(yīng)商的最大額定值內(nèi)設(shè)計(jì)電感的最大直流電流和峰值電流很重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時(shí)，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)。但是，不要選擇額定電壓過(guò)高的FET。例如，對(duì)于16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET比較適合。額定值為60V的FET的電壓過(guò)高，因?yàn)镕ET的導(dǎo)通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來(lái)，F(xiàn)ET的導(dǎo)通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG (或QGD)是兩個(gè)重要的參數(shù)。通常需要在柵極電荷QG和導(dǎo)通電阻RDS(ON)之間進(jìn)行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導(dǎo)通電RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時(shí)吸收了傳導(dǎo)損耗和交流開(kāi)關(guān)損耗。Q1通常需要低QG FET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交流損耗較小，因?yàn)樗ǔＴ赩DS電壓接近零時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷。在這種情況下，對(duì)于同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。如果單個(gè)FET無(wú)法處理總功率，則可并聯(lián)使用多個(gè)MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動(dòng)開(kāi)關(guān)電流和大紋波電流。因此，應(yīng)選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯(lián)使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負(fù)載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可以通過(guò)公式(15)計(jì)算。對(duì)于高性能應(yīng)用，要盡量減少輸出紋波電壓并優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯(cuò)的選擇。

關(guān)閉反饋調(diào)節(jié)環(huán)路

開(kāi)關(guān)模式電源還有一個(gè)重要的設(shè)計(jì)階段—通過(guò)負(fù)反饋控制方案關(guān)閉調(diào)節(jié)環(huán)路。這項(xiàng)任務(wù)通常比使用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充分了解環(huán)路行為和補(bǔ)償設(shè)計(jì)，通過(guò)穩(wěn)定環(huán)路來(lái)優(yōu)化動(dòng)態(tài)性能。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模型

如前所述，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器隨開(kāi)關(guān)開(kāi)啟或關(guān)閉狀態(tài)改變工作模式。它是一個(gè)分立式非線性系統(tǒng)。要使用線性控制方法來(lái)分析反饋環(huán)路，需要進(jìn)行線性小信號(hào)建模[1][3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號(hào)轉(zhuǎn)換函數(shù)實(shí)際上是一個(gè)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個(gè)極點(diǎn)。有一個(gè)由輸出電容和電容ESR決定的零點(diǎn)。

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)，如圖11所示。例如，當(dāng)輸出電壓增加時(shí)，反饋電壓VFB增加，而負(fù)反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運(yùn)算放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可能是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡(luò)[3] [ 4]。只有一個(gè)控制環(huán)路來(lái)調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。

圖11.電壓模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進(jìn)的PWM調(diào)制架構(gòu)和極低(30ns)的最短導(dǎo)通時(shí)間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業(yè)電源轉(zhuǎn)換為當(dāng)今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應(yīng)用。高功率應(yīng)用需要具有均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環(huán)路來(lái)平衡并聯(lián)降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase?電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測(cè)失調(diào)電壓使得并聯(lián)相位之間的均流較精確，從而平衡熱應(yīng)力。[10]

圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比

電流模式控制使用兩種反饋環(huán)路：類似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路的外電壓環(huán)路，以及將電流信號(hào)饋送回控制環(huán)路的內(nèi)電流環(huán)路。圖13顯示直接檢測(cè)輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的概念方框圖。使用電流模式控制時(shí)，電感電流取決于誤差運(yùn)算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運(yùn)算放大器輸出VC到電源輸出電壓VO的轉(zhuǎn)換功能成為單極性系統(tǒng)。這使環(huán)路補(bǔ)償變得更加簡(jiǎn)單?？刂骗h(huán)路補(bǔ)償不太依賴于輸出電容ESR零點(diǎn)，因此可使用陶瓷輸出電容。

圖13.電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

電流模式控制還有很多其他優(yōu)勢(shì)。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運(yùn)算放大器VC的逐周期限制，因此電流模式控制系統(tǒng)在過(guò)載條件下會(huì)更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動(dòng)過(guò)程中也會(huì)受到良好的控制。此外，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，電感電流不會(huì)快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。并聯(lián)多個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)，通過(guò)使用電流模式控制，也很容易在電源之間實(shí)現(xiàn)均流，這對(duì)使用PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器的可靠高電流應(yīng)用至關(guān)重要。總而言之，電流模式控制轉(zhuǎn)換器比電壓模式控制轉(zhuǎn)換器更可靠。

電流模式控制方案需要精確檢測(cè)電流。電流檢測(cè)信號(hào)通常是對(duì)開(kāi)關(guān)噪聲敏感的數(shù)十毫伏電平下的一個(gè)小信號(hào)。因此，需要正確仔細(xì)地設(shè)計(jì)PCB布局。通過(guò)檢測(cè)電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導(dǎo)壓降檢測(cè)電感電流，可關(guān)閉電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI LTC3851A、LTC3855、LTC3774和 LTC3875。

恒頻與恒定導(dǎo)通時(shí)間控制

“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時(shí)鐘產(chǎn)生的恒定開(kāi)關(guān)頻率。輕松同步這些恒定開(kāi)關(guān)頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個(gè)重要特性。但是，如果負(fù)載升壓瞬態(tài)剛好發(fā)生在控制FET Q1柵極關(guān)斷之后，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個(gè)Q1關(guān)斷時(shí)間，直到下一個(gè)周期才能響應(yīng)瞬態(tài)。在占空比較小的應(yīng)用中，最壞情況下的延遲接近一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

在此類低占空比應(yīng)用中，恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值時(shí)電流模式控制響應(yīng)負(fù)載升壓瞬態(tài)的延遲更短。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導(dǎo)通時(shí)間降壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率幾乎是固定的。如果出現(xiàn)瞬變，開(kāi)關(guān)頻率可快速變化以加速瞬態(tài)響應(yīng)。因此，該電源改進(jìn)了瞬態(tài)性能，并可降低輸出電容和相關(guān)成本。

但是，通過(guò)恒定導(dǎo)通時(shí)間控制，開(kāi)關(guān)頻率可能隨線路或負(fù)載的改變而改變。LTC3833是具有更復(fù)雜的導(dǎo)通時(shí)間控制架構(gòu)的谷值電流模式降壓控制器，該架構(gòu)是恒定導(dǎo)通時(shí)間控制架構(gòu)的變體，區(qū)別在于它通過(guò)控制導(dǎo)通時(shí)間，使開(kāi)關(guān)頻率在穩(wěn)定的線路和負(fù)載條件下保持恒定。使用此架構(gòu)，LTC3833控制器具有20ns的最短導(dǎo)通時(shí)間，并支持38VIN至0.6VO的降壓應(yīng)用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內(nèi)與外部時(shí)鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。[11]圖15顯示該電源可快速響應(yīng)突發(fā)的高壓擺率負(fù)載瞬變。在負(fù)載升壓瞬態(tài)期間，開(kāi)關(guān)頻率增加以加快瞬態(tài)響應(yīng)。在負(fù)載降壓瞬態(tài)期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對(duì)于多個(gè)輸出或PolyPhase應(yīng)用，LTC3838和 LTC3839控制器也可提供快速瞬態(tài)、多相解決方案。

圖14.使用LTC3833的快速、控制導(dǎo)通時(shí)間電流模式電源

圖15.LTC3833電源在快速負(fù)載階躍瞬態(tài)期間提供快速響應(yīng)

環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性

精心設(shè)計(jì)的SMPS應(yīng)該沒(méi)有噪聲。而補(bǔ)償不足的系統(tǒng)卻不是這樣，它往往是不穩(wěn)定的。補(bǔ)償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會(huì)發(fā)出噪聲、開(kāi)關(guān)波形存在抖動(dòng)、輸出電壓振蕩等。過(guò)度補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)很穩(wěn)定，噪聲也很小，但瞬態(tài)響應(yīng)慢。這樣的系統(tǒng)在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環(huán)路交越頻率。瞬態(tài)響應(yīng)慢的設(shè)計(jì)需要很大的輸出電容才能滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)性能穩(wěn)定、無(wú)噪聲，但不會(huì)過(guò)度補(bǔ)償，因此能夠快速響應(yīng)，使輸出電容最小。ADI公司的應(yīng)用筆記AN149文章詳細(xì)介紹了電源電路建模和環(huán)路設(shè)計(jì)的概念和方法[3]。對(duì)于經(jīng)驗(yàn)不足的電源設(shè)計(jì)人員，小信號(hào)建模和環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD?設(shè)計(jì)工具可處理復(fù)雜的公式，從而極大地簡(jiǎn)化了電源設(shè)計(jì)，尤其是環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)[5] [6]。LTspice?仿真工具集成了ADI器件模型，并提供額外的時(shí)域仿真以優(yōu)化設(shè)計(jì)。但是，在原型制作階段，通常需要對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進(jìn)行基準(zhǔn)測(cè)試和驗(yàn)證。

一般而言，閉環(huán)電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能由兩個(gè)重要的值來(lái)評(píng)估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率fC量化，在該頻率下，環(huán)路增益T(s)等于1 (0dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來(lái)量化。環(huán)路相位裕量Φm定義為總T(s)相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T(s)增益和總T(s)相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，通常認(rèn)為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC382912VIN 至 1VO/60A 3相降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。

圖16.LTpowerCAD設(shè)計(jì)工具可輕松優(yōu)化環(huán)路補(bǔ)償和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉(zhuǎn)換器為例）。

適合高電流應(yīng)用的PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器

隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)越來(lái)越大，速度越來(lái)越快，其處理器和存儲(chǔ)器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對(duì)電源的需求倍增。近年來(lái)，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉(zhuǎn)換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯(cuò)降壓轉(zhuǎn)換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關(guān)的電路板空間和成本。

在PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器中，精密電流檢測(cè)和均流變得很重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統(tǒng)可靠性。由于在穩(wěn)態(tài)下和瞬變過(guò)程中具有內(nèi)在均流功能，因此電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和 LTC3829是具有精密電流檢測(cè)和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對(duì)于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統(tǒng)，可以菊花鏈形式連接多個(gè)控制器。

圖17.使用LTC3829的3相、單路VO高電流降壓轉(zhuǎn)換器

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動(dòng)來(lái)控制啟動(dòng)過(guò)程中的浪涌電流。當(dāng)輸出過(guò)載或短路時(shí)，過(guò)流限制和短路閂鎖可保護(hù)電源。過(guò)壓保護(hù)功能可保護(hù)系統(tǒng)中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統(tǒng)的EMI噪聲，有時(shí)控制器必須與外部時(shí)鐘信號(hào)同步。對(duì)于低電壓、高電流應(yīng)用，遠(yuǎn)程差分電壓檢測(cè)可補(bǔ)償PCB電阻壓降，并精確調(diào)節(jié)遠(yuǎn)端負(fù)載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復(fù)雜系統(tǒng)中，還需要在不同電壓軌之間進(jìn)行時(shí)序控制和跟蹤。

PCB布局

元件選擇和原理圖設(shè)計(jì)只是電源設(shè)計(jì)過(guò)程中的一部分。開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中正確的PCB布局始終至關(guān)重要。事實(shí)上，其重要性怎么強(qiáng)調(diào)都不過(guò)分。良好的布局設(shè)計(jì)可以優(yōu)化電源效率，緩解熱應(yīng)力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設(shè)計(jì)人員一定要了解開(kāi)關(guān)電源的電流傳導(dǎo)路徑和信號(hào)流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗(yàn)。詳細(xì)討論參見(jiàn)ADI公司的應(yīng)用筆記136和139。[7][ 9]

選擇各種解決方案 – 分立式、單片式和集成電源

在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負(fù)載點(diǎn)電源應(yīng)用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無(wú)源元件在系統(tǒng)板上構(gòu)建電源。選擇分立式解決方案的一個(gè)主要原因是元件的物料成本(BOM)低。但是，這需要良好的電源設(shè)計(jì)技能，且開(kāi)發(fā)時(shí)間相對(duì)較長(zhǎng)。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進(jìn)一步縮減了解決方案尺寸和元件數(shù)。該解決方案所需的設(shè)計(jì)技能和開(kāi)發(fā)時(shí)間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設(shè)計(jì)工作、開(kāi)發(fā)時(shí)間、解決方案尺寸和設(shè)計(jì)風(fēng)險(xiǎn)，但元件的BOM成本通常更高。

圖18.(a) 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778電源；(b) 全集成式16VIN、雙路13A或單路26A LTM4620 μModule?降壓型穩(wěn)壓器示例

其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓?fù)?/p>

本應(yīng)用筆記以降壓轉(zhuǎn)換器為例簡(jiǎn)單說(shuō)明SMPS的設(shè)計(jì)考慮因素。但是，至少還有五種其他的基本非隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ㄉ龎?、降?升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉(zhuǎn)換器）和至少五種基本隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ǚ醇?、正向、推挽、半橋和全橋），本?yīng)用筆記未對(duì)這些拓?fù)溥M(jìn)行說(shuō)明。每種拓?fù)涠加歇?dú)特的特性，適用于特定應(yīng)用。圖19顯示其他非隔離式SMPS拓?fù)涞暮?jiǎn)化原理圖。

圖19.其他基本非隔離式DC/DC轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/strong>