安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 動態(tài)特性分析

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SiC MOSFET 在功率半導(dǎo)體市場中正迅速普及，因為它最初的一些可靠性問題已得到解決，并且價位已達到非常有吸引力的水平。隨著市場上的器件越來越多，必須了解 SiC MOSFET 與 IGBT 之間的共性和差異，以便用戶充分利用每種器件。本系列文章將概述安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的關(guān)鍵特性及驅(qū)動條件對它的影響，作為安森美提供的全方位寬禁帶生態(tài)系統(tǒng)的一部分，還將提供NCP51705（用于 SiC MOSFET 的隔離柵極驅(qū)動器）的使用指南。本文為第二部分，將重點介紹安森美M 1 1200 V SiC MOSFET的動態(tài)特性。

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為了表征安森美 M 1 SiC MOSFET 的動態(tài)特性，使用了一個 20 m 的半橋模塊，其中兩個 40 m 器件并聯(lián)。圖 10 說明了測試設(shè)置。

圖 10：動態(tài)特性測試設(shè)置框圖

圖 11 顯示了上述測試設(shè)備的導(dǎo)通波形。品紅色曲線是低壓側(cè) MOSFET 的漏電壓。綠色曲線是通過低壓側(cè) MOSFET 的電流。

如果柵極驅(qū)動器在時間 t = 0 時被切換到 18 V，則切換序列開始。在初始緩升之后，柵極驅(qū)動電流起步很高，并隨著柵極電壓的增加而減小。柵極電壓升高，直至達到閾值電壓。電流增加，直至達到流過二極管的電流：負載電流+反向恢復(fù)電流+電容電流。

SiC MOSFET 的臺階電壓高度依賴于負載電流。在圖 11 中，臺階電壓約為 10 V。給定 ID 的 VGS 由以下公式得出。

因此，坡度將隨時間變化如下：

當(dāng)柵極電壓隨時間呈近似線性變化時，di/dt 隨時間呈線性變化。由di/dt 隨時間呈線性下降引起的 Vds 壓降從電流達到閾值電壓時開始，到達到電流峰值時結(jié)束。

柵極電流和電壓達到臺階電壓。柵極電流為 QGD 充電，并且漏電壓降低到幾乎為零。

漏極電流向負載電流下降，并伴有一些振鈴。

最后，柵極電壓升高至 18 V。漏電壓降低至負載電流乘以 18 V 時的 R_DS(ON)。

圖 11：20 mohm、1200 V 半橋模塊的導(dǎo)通波形

圖 12：SiC MOSFET 源極電流

圖 13 顯示了使用兩個 40 mohm 器件的 20 mohm、1200 V 半橋模塊的關(guān)斷波形。

如果柵極驅(qū)動器在時間 t = 0 時被切換到 -5 V，則開關(guān)序列開始。在初始緩升之后，柵極驅(qū)動漏極電流起步很高，并隨著柵極電壓的增加而減小。柵極電壓下降，直至達到臺階電壓。由于沒有反向恢復(fù)電流，臺階電壓低于導(dǎo)通期間的電壓。QGD 放電時，電壓升高。一些漏極電流用于給非線性 COSS 電容放電，其在漏極電流中表現(xiàn)為負斜率。

柵極電壓過沖由電路中的回路電感引起：離直流總線最近的電容–模塊的直流+觸點–模塊的直流?觸點–回到直流總線電容。模塊和電容之間的連接應(yīng)盡可能低電感，以最大限度地降低振鈴電壓。

當(dāng)達到峰值電壓時，柵極驅(qū)動器將柵極從臺階電壓放電至閾值電壓，使電流降至零。柵極驅(qū)動器繼續(xù)給柵極放電，直至達到 ?5 V。

圖 13：20 mohm、1200 V 半橋模塊的關(guān)斷波形

圖 14：SiC MOSFET 漏極電流

開關(guān)損耗隨溫度增加

與靜態(tài)特性一樣，SiC MOSFET 的工作溫度將對開關(guān)性能產(chǎn)生影響。不過，如圖 15 所示，E_ON 和 E_OFF 的溫度系數(shù)幾乎相同，150℃ 時的開關(guān)性能將非常接近 25℃ 時的特性。反向恢復(fù)損耗 (E_rr) 卻非如此，其在 25℃ 時可忽略不計，但隨著溫度升高，它們可能會達到損耗計算應(yīng)考慮的程度。因此，如前一章所述，考慮實際工作溫度下的參數(shù)至關(guān)重要，而不僅僅是 25℃。

在 E_rr 的情況下，值得注意的是，這些損耗的很大一部分是電容損耗，而不是 pn 結(jié)損耗。這些電容損耗看起來像示波器上的損耗，但不會導(dǎo)致體二極管發(fā)熱。這些損耗的影響和幅度取決于電壓和電流，但可能高達典型數(shù)據(jù)表中所示 E_rr損耗的 40%。因此，直接從數(shù)據(jù)表中獲取 E_rr 損耗是一種保守的方法。然后，在實際應(yīng)用中，只能通過比較系統(tǒng)輸入功率和系統(tǒng)輸出功率來測量總損耗。

圖 15：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中的開關(guān)損耗與 T_j

開關(guān)損耗隨漏極電流 (I_D) 而增加

根據(jù)定義，MOSFET 的開關(guān)損耗是指任何開關(guān)事件期間電壓時間積分與電流的乘積。

因此，預(yù)計損耗會隨著電流的增加而增加。但在將 M 1 1200 V SiC MOSFET 的行為與 IGBT 相比時，存在一些差異。如圖 16 所示，對于半橋配置的 20 mΩ、1200 V SiC 模塊，E_ON 與 I_D 的關(guān)系是線性的，這些損耗將取決于換向回路中相應(yīng)二極管的恢復(fù)。體二極管的恢復(fù)損耗也表現(xiàn)為線性模式。另一方面，E_OFF 損耗從二次增長開始，直到它們也變成線性的某一點。

圖 16：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中的開關(guān)損耗與 I_D 特性

開關(guān)損耗與漏源電壓 (V_DS)

如前一點所述，開關(guān)損耗的另一個直接因素是 V_DS，在這種情況下，如圖 17 所示，E_ON、E_OFF 和 E_rr 以線性方式表現(xiàn)，但斜率不同。

圖 17：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中的開關(guān)損耗與 V_D

柵極電阻 (R_G) 對開關(guān)性能的影響

開關(guān)器件通過外部手段實現(xiàn)的可控性是電路設(shè)計中的關(guān)鍵因素。在 MOSFET 或 IGBT 的情況下，盡管是電壓控制器件，但影響其開關(guān)行為的最常見方式之一是修改外部柵極電阻 R_G，其中包括調(diào)節(jié)開關(guān)事件中涉及的不同電容的充電或放電速度。因此，會直接影響開關(guān)時間以及 di/dt 或 dv/dt。

在第一階段，選擇適當(dāng)?shù)闹禃r，需要考慮 R_G 對損耗的影響。R_G 較高將使器件速度變慢，從而導(dǎo)致 E_ON 和 E_OFF 損耗增加。圖 18 顯示了 20 mΩ、1200 V SiC MOSFET M 1 模塊中開關(guān)損耗與 R_G 的關(guān)系。R_G 較高的積極影響是 E_rr 損耗減少，這是因為 MOSFET 體二極管在較慢的開關(guān)速度下表現(xiàn)更平滑。

但是，這不能補償導(dǎo)通和關(guān)斷損耗的增加。

圖 18：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中的開關(guān)損耗與 R_G

結(jié)論顯而易見，應(yīng)盡可能降低 R_G。另一方面，任何電路的寄生電感和電容都可能導(dǎo)致臨界電壓過沖或振蕩，如果器件太快打開，會產(chǎn)生潛在的電磁干擾 (EMI)，這不僅涉及主電流換向路徑，還涉及柵極電路。此外，在某些應(yīng)用中，出于安全原因，dV/dt 可能受到限制。因此，器件的速度必須能夠通過 R_G 或最終的柵極電容 (C_G) 輕松調(diào)節(jié)，但不建議使用后者，因為它可能會在柵極中造成嚴重的振蕩。圖 19 顯示了在使用安森美 M 1 SiC MOSFET 的 1200 V、20 mΩ 半橋模塊中 R_G 對 dV/dt 的影響。此圖顯示，RG 的修改使用戶能夠?qū)?dV/dt 產(chǎn)生強大的影響，從而使開關(guān)行為適應(yīng)電路和應(yīng)用的要求。通過這種方式，每個用戶都能輕松為自己的應(yīng)用找到開關(guān)損耗和開關(guān)速度之間的最佳平衡。

圖 19. 20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中 R_G 的 dV/dt 可控性

V_GS 對開關(guān)損耗的影響

在本應(yīng)用筆記的第一章中，討論了 V_GS 對安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 靜態(tài)特性的影響。結(jié)論是，至少在 + 18 V 的電壓下使用該器件，高達 + 20 V 的電壓更佳。如果現(xiàn)在正在考慮開關(guān)性能，則結(jié)論將是相同的。圖 20 顯示了開關(guān)損耗與 V_GS 的相關(guān)性。E_OFF 與正 V_GS 無關(guān)：在圖中，三條 E_OFF 曲線重疊。另一方面，V_GS 將對 E_ON 和 E_rr 行為產(chǎn)生重大影響。如果 V_GS 增加并且使用相同的 R_G，則電流給 C_GD 和 C_GS充電。結(jié)果導(dǎo)致器件開關(guān)變快，從而減少 E_ON 損耗，這對 E_rr 的影響正好相反，因為速度加快將在相反 MOSFET 的體二極管中引起更高的恢復(fù)損耗。

圖 20：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中正 V_GS 對開關(guān)損耗的影響

如果考慮總損耗，如圖 21 所示，在 V_GS 較高時，E_ON 損耗的減少會過度補償 E_rr 的增加，能夠更有效地在較高 V_GS 下開關(guān)器件。當(dāng)然，還應(yīng)考慮其他因素，如 EMI 或 dV/dt。

圖 21：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中不同正 V_GS 的總損耗

考慮到負柵極偏壓，之前強調(diào)了在體二極管應(yīng)導(dǎo)通期間使用負電壓完全關(guān)閉溝道的重要性。這也會對開關(guān)損耗產(chǎn)生影響。如圖 22 所示，雖然負柵極電壓對 E_ON 或 E_rr 損耗幾乎沒有影響，但 E_OFF 損耗可能會受到嚴重影響。盡管 – 5 V 和 ?3 V 之間的差異約為 25%，但如果使用 0 V 負柵極偏壓，則 E_OFF 損耗可能會翻倍。

圖 22：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中負 V_GS 對開關(guān)損耗的影響

在圖 23 中也可以觀察到這種影響，其中顯示了總損耗。

圖 23：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊中不同 V_GS 的總損耗

短路耐受時間 (SCWT)

在一些應(yīng)用中，SCWT 是挑選器件時需要考慮的一個重要要求。不過，此特性也會帶來一些影響。SCWT 較長會對靜態(tài)和動態(tài)性能產(chǎn)生影響。因此，在許多器件中，為了獲得更好的性能，會忽略此特性。

安森美 1200 V M 1 SiC MOSFET 留有一定的設(shè)計裕度，以提供短路耐受能力。器件能夠在短路中存活的時間取決于許多因素，最重要的因素是 VDS 和設(shè)備可能遭受短路事件的參考溫度。與本應(yīng)用筆記中討論的許多其他參數(shù)一樣，必須在合適的溫度下看待這些特性，雖然 125℃ 和 150℃ 之間的差異不大，但 SiC MOSFET 的 SCWT 在 25℃ 時可能會明顯更好。為了提供常見工作溫度的相關(guān)數(shù)據(jù)，本文選擇了 150℃ 的起始溫度。圖 24 顯示了不同 V_DS 的典型 SCWT。

重要提示：這些是典型的參考值，無法保證一定會實現(xiàn)，請參考數(shù)據(jù)表中的值或聯(lián)系您當(dāng)?shù)氐募夹g(shù)支持人員。

圖 24：20 mΩ、1200 V 半橋 SiC MOSFET 模塊中的短路耐受時間

圖 25 顯示了 20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模塊在 150℃ 時的實際測量短路行為。

圖 25：20 mΩ、1200 V 半橋 SiC MOSFET 模塊中的短路行為

體二極管的動態(tài)特性如前幾章所述，即使不建議使用傳導(dǎo)損耗較高的 SiC MOSFET 體二極管，這也不能總是避免。改善總損耗的一種可能性是激活 MOSFET 的溝道以改善靜態(tài)行為，但這對動態(tài)性能的影響微乎其微。另一種方法是采用與 SiC MOSFET 并聯(lián)的外部 SiC 二極管。不過，為了完全禁用體二極管，應(yīng)將其與半橋的主換向路徑去耦，如圖 26 所示。

圖 26：具有拆分輸出的半橋

這種拆分不僅引入了額外的 SiC 二極管，而且增加了布局的復(fù)雜性。比較外部 SiC 二極管與體二極管的動態(tài)行為，如圖 27 所示，可以看出外部 SiC 二極管確實改善了反向恢復(fù)行為。但這種改善可能微不足道；特別是考慮到部分體二極管損耗無耗散。因此，用戶需要考慮在成本和復(fù)雜性都相應(yīng)增加的情況下添加此附加組件是否值得。

圖 27：外部 SiC 二極管（虛線）與 SiC MOSFET 體二極管（實線）的恢復(fù)行為

在電源模塊內(nèi)添加緩沖電容的影響

任何設(shè)計中的雜散電感都將在器件的開關(guān)性能中發(fā)揮關(guān)鍵作用，不僅在效率方面，而且還會導(dǎo)致不必要的行為，例如振鈴或高壓過沖?？紤]到 SiC 器件主要用于快速開關(guān)應(yīng)用，雜散電感產(chǎn)生不必要影響的風(fēng)險變得更高。因此，在任何設(shè)計中，都要首先保持寄生電感盡可能低。盡管如此，即使是最有經(jīng)驗的設(shè)計人員也無法避免封裝固有的某些寄生和所需的最少 PCB 布線。

圖 28 顯示了標(biāo)準半橋配置關(guān)鍵開關(guān)回路中主要組件的示意圖。為了縮短臨界回路的長度，應(yīng)盡可能靠近模塊放置低 ESR 電容。但是，這不會阻止回路中包含引腳電感、PCB 跡線和電容引線。

圖 28：具有外部電容的半橋模塊示意圖

為了進一步縮短臨界回路的長度，可以在模塊內(nèi)部集成一個額外的電容。如圖 29 所示。這樣，通過在一定程度上消除引腳、跡線和引線電感的影響，我們可以進一步減小寄生電感。集成電容的尺寸受到模塊內(nèi)部可用空間的限制，例如，本研究使用了 100 nF 電容。

圖 29：具有集成電容的半橋模塊示意圖

減小臨界回路電感將能改善開關(guān)行為。首先，如圖 30 所示，關(guān)斷時的電壓過沖可從近 150% 降至 120%。

圖 30：具有集成電容與外部電容的半橋關(guān)斷行為

如圖 31 所示，電壓過沖減少的直接后果是 E_off 損耗減少。另一方面，隨著電流的增加，E_on 損耗可能會增加。在任何情況下，從總損耗來看，器件的公共電流能力都有所提高。

圖 31：具有和沒有集成電容的開關(guān)損耗

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