MAX2310 VCO槽路設(shè)計(jì)

概述

本應(yīng)用筆記介紹了壓控振蕩器(VCO)的槽路設(shè)計(jì)方法，并給出了常用的中頻(IF) 85MHz、190MHz、210MHz壓控振蕩器的設(shè)計(jì)實(shí)例。這些設(shè)計(jì)減少了為優(yōu)化設(shè)計(jì)而進(jìn)行的重復(fù)工作，具體分析可借助一個簡單的電子表格實(shí)現(xiàn)。

VCO設(shè)計(jì)

圖2表示MAX2310 IF VCO的差分槽路，為便于分析，所給槽路只是一個簡單的等效模型。圖1表示基本的VCO模型，振蕩頻率由式1表示：

fosc = 振蕩頻率

L = 槽路線圈的電感值

Cint = MAX2310槽路端口的內(nèi)部電容

Ct = 槽路的總計(jì)等效電容

圖1. 基本的VCO模型

Rn = MAX2310槽路端口的等效負(fù)阻
Cint = MAX2310槽路端口的內(nèi)部電容
Ct = 槽路的總計(jì)等效電容
L = 槽路線圈的電感值

圖2. MAX2310槽路

電感L與槽路等效電容和振蕩器內(nèi)部電容的總和產(chǎn)生諧振(Ct+Cint) (參見圖1)。Ccoup提供隔直流、并將變?nèi)?a target="_blank">二極管的可變電容耦合至槽路。Ccent用來確定槽路振蕩頻率標(biāo)稱值的中心。它不是必須的，但為在不同的電感量之間調(diào)諧諧振腔提供了便利條件。電阻(R)通過調(diào)諧電壓(Vtune)為變?nèi)荻O管提供相反的偏置。應(yīng)選擇足夠大的阻值，以保證加載后的槽路Q值不受影響；另外，還要保證電阻值足夠小，使4kTBR噪聲可以忽略。電阻的噪聲電壓受KVCO調(diào)制后將產(chǎn)生相位噪聲。電容Cv是槽路內(nèi)部的可變調(diào)諧元件，變?nèi)荻O管的電容(Cv)是反向偏置電壓的函數(shù)(變?nèi)荻O管模型參見附錄A)。Vtune是來自鎖相環(huán)(PLL)的調(diào)諧電壓。

圖3在VCO模型中增加了Cstray，寄生電容和寄生電感使所有射頻(RF)電路的罪魁禍?zhǔn)?，為估算振蕩頻率必須考慮寄生參數(shù)。圖3用電容Cstray表示寄生元件，振蕩頻率可由式2表示：

L = 槽路線圈的電感值

Cint = MAX2310槽路端口的內(nèi)部電容

Ccent = 用于確定中心振蕩頻率的槽路電容

Cstray = 電容漂移

Ccoup = 槽路電容，用來將變?nèi)荻O管耦合至槽路

Cv = 變?nèi)荻O管電容的凈變量（包括串聯(lián)電感）

Cvp = 變?nèi)荻O管焊盤的電容

圖3. Cstray模型

圖4表示VCO模型的詳細(xì)電路，它考慮了焊盤的等效電容，但為簡便起見沒有考慮串聯(lián)電感。Cstray定義為：

CL = 電感的電容量

CLP = 電感焊盤的電容量

CDIFF = 平行引線的等效電容

圖4. 詳細(xì)的VCO模型

Rn = MAX2310槽路端口的等效負(fù)阻
Cint = MAX2310槽路端口的內(nèi)部電容
LT = 電感槽路引線的串聯(lián)電感
CDIFF = 平行引線的等效電容
L = 槽路線圈電感
CL = 電感等效電容
CLP = 電感焊盤等效電容
Ccent = 用于確定中心振蕩頻率的槽路電容
Ccoup = 槽路電容，用來將變?nèi)荻O管耦合至槽路
Cvar = 變?nèi)荻O管電容的變化量
Cvp = 變?nèi)荻O管焊盤電容
LS = 變?nèi)荻O管串聯(lián)電感
R = 變?nèi)荻O管反向偏置電阻的阻值

為簡化分析，設(shè)計(jì)中忽略了電感LT。LT通常對高頻端影響較大，為了用下面的電子表格描述LT所產(chǎn)生的頻率偏差的數(shù)學(xué)模型，可適當(dāng)增大CDIFF，減小LT以避免產(chǎn)生所不希望的串聯(lián)諧振。這一點(diǎn)可通過縮短引線實(shí)現(xiàn)。

調(diào)諧增益

為獲得最佳的閉環(huán)相位噪聲特性應(yīng)盡可能降低調(diào)諧增益(Kvco)，環(huán)路濾波器的電阻和電阻“R” (圖2)會產(chǎn)生寬帶噪聲，寬帶熱噪聲(

)將按照Kvco調(diào)制VCO輸出，用單位MHz/V表示。減小Kvco的途徑有兩條：一是降低壓控振蕩器的調(diào)諧范圍；第二種方法是增大所允許的調(diào)節(jié)電壓范圍。要在保證足夠的VCO調(diào)諧頻率范圍的前提下減小其調(diào)諧范圍，需要選用容差極小的元器件，后面將對這一點(diǎn)作詳細(xì)描述。為擴(kuò)大電壓調(diào)節(jié)范圍，需采用電荷泵電路以提供適當(dāng)?shù)碾妷悍秶?，這種方式一般需要采用更高的Vcc。MAX2310允許的電壓調(diào)節(jié)范圍是：0.5V至Vcc-0.5V。電池供電應(yīng)用中，電壓調(diào)節(jié)范圍受電池電壓或穩(wěn)壓器的制約。

免調(diào)節(jié)設(shè)計(jì)的基本概念

VCO槽路設(shè)計(jì)中需對實(shí)際部件進(jìn)行誤差分析，為了設(shè)計(jì)一個振蕩在固定頻率(fosc)的VCO，必須考慮元件誤差。在設(shè)計(jì)調(diào)諧增益(Kvco)時必須將這些元件容差考慮進(jìn)去。元件容差越小、可能產(chǎn)生的調(diào)諧增益越小，閉環(huán)相位噪聲就越低?？紤]誤差最大的情況，可以用以下三種VCO模型表示：

元件最大值(式5)

標(biāo)準(zhǔn)諧振電路，對應(yīng)于元件標(biāo)稱值(式2)

元件最小值(式4)

三種VCO模型都必須覆蓋所期望的標(biāo)稱頻率，圖5描述了如何將三種設(shè)計(jì)統(tǒng)一起來，以便提供可行的設(shè)計(jì)方案。從式1和圖5可以看出：元件最小值對應(yīng)于振蕩頻率的高頻端偏移，而元件最大值對應(yīng)于振蕩頻率的低頻端偏移。

圖5. 極端情況下的槽路中心頻率和標(biāo)稱中心頻率

為保證槽路的閉環(huán)相位噪聲最小，需盡可能減小調(diào)諧范圍。但要注意在考慮系統(tǒng)最大容差時仍能覆蓋標(biāo)準(zhǔn)振蕩頻率。元件值分別達(dá)到最大和最小時，槽路的調(diào)諧范圍盡量靠近所期望的振蕩頻率的邊沿，考慮到系統(tǒng)容差對式2加以修正，可得最大誤差時對應(yīng)的振蕩頻率式4、式5：

= %電感（L）的容差

TCINT = %電容（CINT）的容差

TCCENT = %電容（CCENT）的容差

TCCOUP = %電容（CCOUP）的容差

TCV = %變?nèi)荻O管電容（CV）的容差

式4和式5假設(shè)偏差量沒有容差。

一般設(shè)計(jì)過程

步驟1

估算或測量焊點(diǎn)的寄生電容或其它寄生電容：用Boonton 72BD電容計(jì)對MAX2310評估板(Rev C)進(jìn)行測試，測得寄生電容為：CLP = 1.13pF、CVP = 0.82pF、CDIFF = 0.036pF。

步驟2

確定電容Cint：這個參數(shù)在MAX2310/MAX2312/MAX2314/MAX2316數(shù)據(jù)資料的第5頁查找到，諧振端口的1/S11隨頻率變化的典型工作特性給出了幾個常用頻點(diǎn)時的等效并聯(lián)RC參數(shù)，附錄B包含了槽路端口頻率在高頻端和低頻端時Cint與頻率的對應(yīng)關(guān)系表。需要牢記的是本振頻率為IF頻率的兩倍。

例如：

如果IF為210MHz (高頻端諧振電路)，本振工作頻率應(yīng)為420MHz。由附錄B的表5可得Cint = 0.959pF。

步驟3

選擇電感：最好從幾何平均值入手，這是一個需要重復(fù)迭代的過程。

式6

上式中電感、電容的單位分別用nH、pF表示（1x10-9 x 1x10-12 = 1x10-21）。 如果fosc = 420MHz、L = 11.98nH，則槽路總計(jì)電容為C = 11.98pF。最初選擇容差為2%、電感量為12nH的Coilcraft 0805CS-12NXGBC比較恰當(dāng)。

如果選擇電感具有一定的局限性時，式6.1將是一個很有用的公式。對于一個固定振蕩頻率fosc，LC的乘積應(yīng)保持恒定。

式6.1

fosc = 420MHz時，LC = 143.5，按照表3采用試湊的方法可以得到：電感取18nH、容差為2%，而槽路總電容為7.9221pF。此時，圖8中LC乘積為142.59，非常接近理論值143.5。由此可以看出上述關(guān)系時的實(shí)用性。為保證較低的相位噪聲，選用高Q值電感，如：Coilcraft 0805CS系列，如果能夠合理控制微帶線的容差和Q值，也可選用微帶線。

步驟4

確定鎖相環(huán)(PLL)的合理范圍：該參數(shù)表示VCO整個調(diào)諧電壓(Vtune)的工作范圍，對于MAX2310，適當(dāng)范圍為：0.5V至Vcc-0.5V，如果Vcc = 2.7V，則調(diào)諧電壓范圍為：0.5V至2.2V，電荷泵輸出限定這一范圍。槽路電壓擺幅為1Vp-p、電壓擺幅的中點(diǎn)為1.6V直流，即使選用較大的Ccoup，變?nèi)荻O管也不會產(chǎn)生正偏。這是一個需要避免的情況，因?yàn)槎O管將會影響槽路引腳上的交流信號，產(chǎn)生所不期望的雜散響應(yīng)、造成閉環(huán)PLL的失鎖。

步驟5

選擇變?nèi)荻O管，在所規(guī)定的調(diào)諧電壓范圍內(nèi)選擇容差較小的變?nèi)荻O管，并保證串聯(lián)電阻最小，確認(rèn)變?nèi)荻O管的自共振頻率高于所期望的工作頻率。在規(guī)定的工作電壓范圍內(nèi)察看Cv(2.5V)/Cv(0.5V)的比率。如果選擇較大的耦合電容Ccoup，最大調(diào)諧范圍可利用式2計(jì)算；如果選擇較小的耦合電容Ccoup，將會降低有效的頻率調(diào)諧范圍。選擇變?nèi)荻O管時需給出調(diào)諧范圍的中點(diǎn)和端點(diǎn)處的容差，可以選擇一個特性曲線較陡峭的變?nèi)荻O管，如Alpha SMV1763-079，進(jìn)行線性調(diào)節(jié)。取槽路總電容、并將其用于變?nèi)荻O管的Cjo。注意，Ccoup會降低變?nèi)荻O管耦合到槽路的電容。

步驟6

確定耦合電容Ccoup：Ccoup較大時，變?nèi)荻O管耦合到槽路的電容較大、使調(diào)諧范圍增大，但會降低槽路加載后的Q值。Ccoup較小時，會提高耦合變?nèi)荻O管的Q值和加載后的Q值，但它是以減小調(diào)諧范圍為代價(jià)的。通常是在保證調(diào)諧范圍的前提下盡可能選擇小的容量值。選擇較小Ccoup的另一個好處是可以降低變?nèi)荻O管兩端的電壓擺幅。

步驟7

確定電容Ccent。一般Ccent取2pF，考慮到電容誤差也可選用稍微大一點(diǎn)的電容。利用Ccent調(diào)整VCO的標(biāo)準(zhǔn)頻率。

步驟8

按照制作的電子表格推敲設(shè)計(jì)參數(shù)。

MAX2310在85MHz、190MHz和210MHz IF時的VCO槽路設(shè)計(jì)

下列電子表格給出了MAX2310在幾個通用IF頻點(diǎn)的設(shè)計(jì)，請牢記：LO振蕩頻率應(yīng)為所期望的IF頻率的兩倍。

圖6. 85MHz低頻端IF槽路

表1. 85MHz低頻端IF槽路設(shè)計(jì)

圖7. 190MHz高頻端IF槽路

表2. 190MHz高頻端IF槽路設(shè)計(jì)

圖8. 210MHz高頻端IF槽路

表3. 210MHz高頻端IF槽路設(shè)計(jì)

圖9. 高-Q值210MHz高頻端IF槽路

表4. 高-Q值210MHz高頻端IF槽路設(shè)計(jì)

附錄A

圖10. 變?nèi)荻O管模型

Alpha應(yīng)用筆記AN1004對變?nèi)荻O管模型提供了更多信息。變?nèi)荻O管電容定義為式7:

變?nèi)荻O管串聯(lián)電感可以用反向輸出的感抗表示，計(jì)算新的等效電容Cv為:

附錄B

表5. MAX2310高頻槽路中Cint與頻率的對應(yīng)關(guān)系

圖11. MAX2310高頻端槽路中Cint與頻率的對應(yīng)關(guān)系(6階多項(xiàng)式曲線擬和)

表6. MAX2310低頻端槽路中Cint與頻率的對應(yīng)關(guān)系

圖12. MAX2310低頻端槽路中Cint與頻率的對應(yīng)關(guān)系(6階多項(xiàng)式曲線擬和)

審核編輯：郭婷