利用耦合扼流圈拓?fù)涓纳苾上嘟祲恨D(zhuǎn)換器性能

交錯(cuò)式多相轉(zhuǎn)換器或同步降壓轉(zhuǎn)換器通常用于為微處理器供電。然而，這些設(shè)計(jì)的電感中通常具有較大的紋波電流，因此轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗相對(duì)較高。降低開關(guān)損耗的一種替代方法是在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合扼流圈拓?fù)?。耦合扼流圈在不增加輸出紋波電壓的情況下降低相位紋波，從而提高電源效率。此外，耦合扼流圈拓?fù)浜洼^低的漏感的組合也將改善轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。

介紹

當(dāng)今高性能微處理器的電源需要具有快速瞬態(tài)響應(yīng)的大電流、低壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。這些電源必須在 100V 及以下電壓下提供超過 1A 的電流。此外，它們必須以納秒為單位響應(yīng)負(fù)載電流變化。此外，在負(fù)載變化期間，電源的輸出電壓必須保持在較窄的調(diào)節(jié)邊界內(nèi)。但是，允許少量輸出電壓“下降”，使得當(dāng)負(fù)載電流增加時(shí)，輸出電壓在調(diào)節(jié)邊界內(nèi)略有下降。

同步降壓轉(zhuǎn)換器通常用于為微處理器供電。這些轉(zhuǎn)換器通常將總線轉(zhuǎn)換器的 12V 輸入降壓至 1.0V 或更低。然而，降壓轉(zhuǎn)換器需要更高的穩(wěn)態(tài)電平和對(duì)負(fù)載變化的快速瞬態(tài)響應(yīng)。為了實(shí)現(xiàn)這種性能，一個(gè)小電感器允許快速電流斜坡，并可以減小輸出電容的尺寸。然而，這種方法存在一個(gè)問題：電感值小會(huì)導(dǎo)致電感中的紋波電流較大，轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗更高。

交錯(cuò)式多相轉(zhuǎn)換器可顯著消除輸出電容器中的紋波電流。這使得設(shè)計(jì)人員能夠在不影響紋波電壓的情況下降低輸出電容的電容。或者，它們可以降低每相電感，以便電源更快地響應(yīng)負(fù)載電流變化。盡管如此，這種設(shè)計(jì)仍然存在問題。隨著非耦合多相降壓轉(zhuǎn)換器中每相電感的降低，相位紋波電流也會(huì)增加。同樣，開關(guān)損耗和銅損耗也會(huì)增加。

另一種方法是在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合扼流圈拓?fù)?。這種設(shè)計(jì)通過降低相同輸出紋波電壓下的相位紋波來防止開關(guān)損耗的任何增加。此外，如果使用漏感較低的耦合扼流圈，轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)也可以得到改善。

耦合扼流圈拓?fù)?/p>

目前有許多行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的多相降壓控制器和轉(zhuǎn)換器。本文使用MAX8686控制器比較多相轉(zhuǎn)換器中耦合扼流圈和非耦合扼流圈拓?fù)涞男阅?。兩個(gè)MAX8686控制器將用于組成一個(gè)兩相降壓轉(zhuǎn)換器。

MAX8686為電流模式、同步PWM降壓型穩(wěn)壓器，集成MOSFET。該控制器采用 4.5V 至 20V 輸入電源工作，并提供 0.7V 至 5.5V 的可調(diào)輸出電壓，同時(shí)每相提供高達(dá) 25A 的電流?？刂破骺膳渲脼閱蜗嗪投嘞嗖僮鳌?duì)于多相工作，MAX8686可以工作在主或從模式。

圖1說明了兩種方法：采用耦合扼流圈和非耦合扼流圈拓?fù)涞膬上噢D(zhuǎn)換器。LOUT_WINDING1和 LOUT_WINDING2可以是耦合扼流圈的兩個(gè)繞組或兩個(gè)物理上獨(dú)立的電感器。對(duì)于耦合扼流圈，兩個(gè)繞組的連接方式（即同相或異相）非常重要。

使用MAX8686的原型板如圖2所示。轉(zhuǎn)換器的工作頻率為400kHz;輸入電壓為12V，輸出電壓為1.2V，最大額定電流為50A。該轉(zhuǎn)換器在 +40°C 時(shí)可提供高達(dá) 70A 的電流，氣流低至 200 LFM。

圖1.帶耦合扼流圈的兩相降壓轉(zhuǎn)換器原理圖注意異相連接的繞組極性。此處所示的繞組極性可產(chǎn)生最佳性能。在插圖中，兩個(gè)電感器也用于減少磁耦合。現(xiàn)在極性無關(guān)緊要。

圖2.帶有兩個(gè)MAX8686 PWM控制器和一個(gè)耦合扼流圈的原型板可在50.1V輸出電壓下提供2A的最大電流。

涉及電感器的問題

使用兩個(gè)電感器的電感電流波形和LX電壓波形如圖3所示。兩個(gè)電感器是 Vishay 型號(hào) 0.56μH-IHLP-4040DZ-11。?

電感電流組合在輸出電容器中。圖 3b 和 3c 顯示了 使用帶有兩個(gè)繞組的耦合扼流圈的轉(zhuǎn)換器的波形相同。本例中使用的耦合扼流圈是BI Technologies HM00-07559LFTR，其自感為0.6μH（典型值），漏感為0.3μH（最小值）。圖3b中的波形顯示了耦合扼流圈繞組異相連接時(shí)的電感電流。圖3c顯示了繞組同相連接時(shí)的電流波形。不建議使用同相連接，因?yàn)樗鼤?huì)增加相電流，降低轉(zhuǎn)換器的效率。

圖3a顯示，使用兩個(gè)獨(dú)立的電感時(shí)，每相只有一個(gè)電流脈沖通過每個(gè)電感。這與圖3b和3c相比，圖3b和40c在耦合扼流圈下每個(gè)開關(guān)周期有兩個(gè)電流脈沖。然而，當(dāng)?shù)诙鄬?dǎo)通時(shí)，繞組的同相連接會(huì)導(dǎo)致電流減小而不是增加。當(dāng)繞組以耦合扼流圈方式異相連接時(shí)，紋波電流被抵消。兩個(gè)獨(dú)立的電感器如何連接并不重要，因?yàn)樗鼈冎g沒有互感。圖<>d中的波形顯示了在<>A負(fù)載電流下，耦合扼流圈和繞組異相連接的相電流。

圖 3a

帶兩個(gè)扼流圈的兩相板。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3b

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3c

帶耦合扼流圈的兩相板，同相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3d

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/40A.

圖3.各種扼流圈組合的波形顯示了轉(zhuǎn)換器性能的差異。在3a和3b中，分別使用分立電感器和耦合電感演示兩相板。在3c和3d中，耦合扼流圈性能分別顯示在同相和異相連接中。注意：當(dāng)耦合扼流圈同相連接時(shí)，紋波電流增加，效率降低。不建議使用此設(shè)計(jì)

輸出電感的選擇對(duì)于效率和瞬態(tài)響應(yīng)優(yōu)化非常重要。其值是根據(jù)允許的電感紋波電流量計(jì)算的。較大的電感可以降低紋波電流并提高效率，前提是扼流圈的直流電阻不增加。但是，較大的電感值將增加電感器的尺寸，因?yàn)檩^大的值將需要更多的電線。但是，為了保持電阻值恒定，必須使用更大直徑的導(dǎo)線，從而使電感器更大。

如果使用較大值的電感，則輸出電感的電流壓擺率將在負(fù)載瞬變期間減慢。LIR定義為每相紋波電流與負(fù)載電流之比。受損的 LIR 值范圍為 0.2 到 0.5。當(dāng)使用更多相位來利用紋波電流消除時(shí)，LIR可能會(huì)更高。因此，為了確保最佳的LIR，所選電感應(yīng)具有低直流電阻，飽和電流應(yīng)大于峰值電感電流。如果電感的直流電阻用于檢測(cè)輸出電流，則電流檢測(cè)信號(hào)應(yīng)具有足夠的幅度，用于MAX8686的電流模式工作。建議使用10mV （最小值）的信號(hào)電平，以避免對(duì)噪聲敏感。

涉及電容器的問題

輸入電容器既用于降低從直流輸入源汲取的峰值電流，又用于降低由電路開關(guān)引起的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須滿足開關(guān)電流施加的紋波電流要求。應(yīng)使用低 ESR（等效串聯(lián)電阻）鋁電解、聚合物或陶瓷電容器，以避免在輸出端發(fā)生大階躍負(fù)載變化期間輸入端出現(xiàn)大電壓瞬變。應(yīng)仔細(xì)檢查制造商提供的紋波電流規(guī)格，以防溫度降額。溫度升高 10°C 至 20°C 是可以接受的。額外的小值低ESL（等效串聯(lián)電感）陶瓷電容器可以并聯(lián)使用，以減少任何高頻振鈴。

輸出電容的關(guān)鍵選擇參數(shù)是實(shí)際電容值、ESR、ESL 和額定電壓要求。這些參數(shù)會(huì)影響整體穩(wěn)定性、輸出電壓紋波和瞬態(tài)響應(yīng)。輸出紋波電壓有三個(gè)分量：輸出電容器中存儲(chǔ)的電荷變化、ESR兩端的壓降以及電流流入和流出電容器引起的ESL。下面給出了用于選擇電容器的設(shè)計(jì)公式。

設(shè)計(jì)計(jì)算

起始條件

VIN = 12V; VOUT = 1.2V; IOUT = 50A; η = 0.85

工作頻率 = 400kHz;N = 2

N = 相數(shù);η = 效率系數(shù)

電感值計(jì)算

首先計(jì)算轉(zhuǎn)換器的功耗和輸入電流：

POUT = VOUT × IOUT PIN = POUT/η PDISS = PIN - POUT 60W = 1.2V × 50A 70.58W = 60W/0.85

因此：

PDISS = 10.58W (70.58W - 60W) IIN(av) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A

接下來，計(jì)算輸出電感值：

LIR = 電感紋波電流因數(shù) = ΔI/I外= 0.2

現(xiàn)在求解 ΔI →0.2 × I外（這在輸出紋波計(jì)算中是必需的。

最接近的自耦電感值為0.56μH，其直流電阻為0.0017Ω。

峰值電流計(jì)算

輸入電容 （C在） 計(jì)算

N × D = 0.235，對(duì)于 N × D < 1

其中IN(RMS)是流經(jīng)輸入電容的RMS紋波電流。

輸出紋波電壓 （V脈動(dòng)） 計(jì)算

假設(shè)：

ESR= （2.5/6） × 10-3（輸出電容器的ESR）

ESL = （1/6） × 10-9（ESL減去輸出電容的寄生電感）

COUT= 600μF

計(jì)算 VRIPPLE：

因此，全V脈動(dòng)電壓為：

VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR)

因此：

VRIPPLE = approximately 10mV

耦合扼流圈拓?fù)涞男阅芨倪M(jìn)

圖4a和4b顯示了具有耦合扼流圈和兩個(gè)獨(dú)立電感的轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)負(fù)載比較。耦合扼流圈方法可顯著改善瞬態(tài)響應(yīng)，因?yàn)轳詈隙罅魅χ械乃矐B(tài)負(fù)載僅受漏感限制，而不受自感的限制。這種設(shè)計(jì)沒有降低相位電感。

圖 4a

具有兩個(gè)獨(dú)立電感器的兩相板。

瞬態(tài)負(fù)載;

通道2：O/P電壓;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/5A–25A–5A.

圖 4b

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

瞬態(tài)負(fù)載;

通道2：O/P電壓;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/5A–25A–5A.

圖4.圖中的波形顯示了兩個(gè)獨(dú)立電感（4a）和一個(gè)耦合電感（4b）的異相瞬態(tài)響應(yīng)。

圖5a和5b中的波形顯示了使用這兩種方法滿載時(shí)的輸出紋波電壓。圖6中的曲線比較了兩相轉(zhuǎn)換器的非耦合和耦合版本的效率。耦合扼流圈同樣提高了效率。耦合扼流圈的空載電流會(huì)更大，這就是為什么耦合扼流圈方法在輕負(fù)載條件下效率較低的原因。在較高負(fù)載下，耦合扼流圈拓?fù)淇商峁└叩男省?/p>

圖 5a.

圖 5b.

圖5.耦合電感（耦合扼流圈，5a）的輸出紋波遠(yuǎn)小于使用兩個(gè)獨(dú)立電感（獨(dú)立扼流圈，5b）的設(shè)計(jì)的紋波。

圖6.耦合電感的轉(zhuǎn)換器效率在重負(fù)載下更好。對(duì)于輕負(fù)載，兩個(gè)獨(dú)立的電感器可提供稍高的效率。