諧振半橋混合正反激變換器的控制策略

前言：不對稱諧振半橋反激變換器（AHB）應(yīng)用在隔離型的直流轉(zhuǎn)直流領(lǐng)域，通過占空比調(diào)整半橋開關(guān)的高端開關(guān)的占空比實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的控制，通過使用占空比調(diào)節(jié)方法，所以比較適合在寬輸入輸出范圍工作，比對稱半橋諧振正激變換器（LLC）有更寬的增益調(diào)節(jié)能力因而適合在需要寬范圍輸出的應(yīng)用，如工業(yè)用電池充電器、USBPD充電器等領(lǐng)域使用。

由于變壓器副邊僅有一個(gè)繞組和二極管進(jìn)行整流，當(dāng)變換器的輸出功率提升到200W以上時(shí)，也會受到反激變換器的性能限制，即：副邊整流二極管或同步整流器MOSFET會流過很大的峰值電流，輸出側(cè)電容也會承受較大的紋波電流，導(dǎo)致變換器的損耗增加，同時(shí)劣化輸出側(cè)直流的紋波電流和紋波電壓。 在應(yīng)用在USBPD3.1的場景上，需要變換器能滿足從5~48V的寬范圍調(diào)壓輸出，并且全范圍輸出電流都在5A規(guī)格。 因此，當(dāng)輸出電壓在30V以上時(shí)，輸出功率就已經(jīng)大于150W，此種情況使用AHB（不對稱諧振反激變換器）的效率就離開了最佳效率工作區(qū)間。 但是如果使用諧振半橋正激變換器（LLC），通過使用調(diào)頻控制的方式能實(shí)現(xiàn)全范圍的ZVS工作。 但是LLC的特性是很難適應(yīng)寬輸出范圍工作。

下圖是一個(gè)典型的LLC變換器的控制頻率F和系統(tǒng)DC增益G的曲線，可見LLC變換器可以在較窄的增益范圍上進(jìn)行調(diào)節(jié)，通常設(shè)計(jì)為（1.25~0.75），在這段增益范圍內(nèi)，只需要通過調(diào)節(jié)LLC變換器的半橋工作頻率即可實(shí)現(xiàn)。 如果需要進(jìn)一步拉低增益范圍可以在控制策略上加入丟波或跳周期等方法，但是這些操作的引入都會降低變換器的轉(zhuǎn)換效率。

如果要使用LLC變換器解決約十倍的超寬范圍輸出，則還需要在LLC的直流輸出上再增加一級BUCK/BOOST變換器來擴(kuò)展其輸出范圍，這樣帶來了體積和成本的明顯升高，可見目前方案的框架。

因此提出諧振半橋混合正反激變換器的控制策略，通過在副邊增加一個(gè)MOSFET的Q3開關(guān)管來切換不對稱諧振半橋反激和對稱半橋諧振正激的工作模式。在需要輸出5~48V的約十倍的寬范圍時(shí)，可以將30~48V（或是高壓重負(fù)載范圍）的大功率工作范圍放在LLC諧振半橋正激上，通過調(diào)節(jié)頻率的方式來實(shí)現(xiàn)寬范圍穩(wěn)壓和調(diào)節(jié)。然后把5~30V（或是低壓輕負(fù)載范圍）的中小功率工作范圍放在AHB不對稱諧振反激激上，通過占空比和頻率的調(diào)節(jié)來實(shí)現(xiàn)寬輸出范圍的調(diào)節(jié)，通過兩個(gè)變換器的組合工作模式來實(shí)現(xiàn)約10倍的輸出電壓調(diào)節(jié)和全范圍ZVS的高效率工作。解決當(dāng)前LLC+BUCK的兩級方案成本高，體積大的問題，并解決了AHB方案在的更大功率輸出場景上轉(zhuǎn)換效率低和紋波電流大的問題。

通過監(jiān)測諧振電流過零點(diǎn)信號并用該過零信號去復(fù)位積分器的輸出，然后在積分器的輸出達(dá)到所設(shè)定的半橋開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間長度后積分器自動(dòng)復(fù)位。 然后把積分器前后兩次自動(dòng)復(fù)位的時(shí)間長度作為半橋開關(guān)管的HG和LG的驅(qū)動(dòng)信號，通過D觸發(fā)器進(jìn)行二次分頻來實(shí)現(xiàn)，再增加HG和LG的死區(qū)時(shí)間后，輸出到驅(qū)動(dòng)模塊，去驅(qū)動(dòng)實(shí)際的半橋開關(guān)管進(jìn)行工作。 在LLC工作模式時(shí)，控制單元控制導(dǎo)通副邊開關(guān)Q3，使變壓器的副邊的兩個(gè)繞組都能進(jìn)行整流模式工作，此時(shí)諧振半橋以控制諧振電流過零后的開關(guān)開通時(shí)間的方法實(shí)現(xiàn)調(diào)頻控制實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的閉環(huán)調(diào)節(jié)。 上述LLC的頻率控制模塊的實(shí)現(xiàn)方法可見下圖：由一個(gè)可復(fù)位的積分器構(gòu)建，在電路上可使用固定的電流源對電容充電，復(fù)位時(shí)通過導(dǎo)通開關(guān)釋放電容上的電壓實(shí)現(xiàn)復(fù)位。 在數(shù)字控制里可用以一固定節(jié)拍累加的計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)，復(fù)位時(shí)就是清零計(jì)數(shù)器的值。 積分器的復(fù)位信號有兩個(gè)：分別是諧振電流過零點(diǎn)的標(biāo)志和積分器的輸出值大于設(shè)定值自動(dòng)復(fù)位的標(biāo)志。 積分器的輸入是電壓環(huán)的輸出，該輸入量用來決定積分器的輸出值的上升速度，可以簡單的理解為當(dāng)輸入值越高時(shí)，積分器的輸出值增大的速度越快，達(dá)到自動(dòng)復(fù)位點(diǎn)所需的時(shí)間越短。 反之，當(dāng)積分器的輸入越小則輸出增加的速度越慢，達(dá)到自動(dòng)復(fù)位點(diǎn)所需的時(shí)間長度越長。 使用最高開關(guān)頻率減去電壓環(huán)的輸出后實(shí)現(xiàn)控制方向倒向，即電壓環(huán)的輸出越大，則輸入到積分器的值越小，所以兩次積分器自動(dòng)復(fù)位的時(shí)間間隔越長，通過上訴方法實(shí)現(xiàn)對頻率的控制。

LLC控制核心：

其中LLC的頻率控制模塊的時(shí)序圖可見：CH1為積分器的輸出，CH2為諧振電流過零信號，CH3為諧振電流波形，CH4為兩路半橋驅(qū)動(dòng)信號。 從下圖可見：積分器的輸出值從零開始增加，此時(shí)D觸發(fā)器把PWM信號置高或者拉低取決于當(dāng)前的輸出狀態(tài)，當(dāng)諧振電流過零信號ZCD產(chǎn)生后，積分器的輸出值被復(fù)位到零，然后積分器繼續(xù)從零開始積分，積分器的輸出值從0開始增加，并以電壓環(huán)的輸出所設(shè)定的上升速度增加， 直到積分器的輸出達(dá)到復(fù)位設(shè)定點(diǎn)1.0（或其它設(shè)定值）后復(fù)位到零，然后把積分器的輸出值大于1（或其它設(shè)定值）的模塊的高電平輸出到D觸發(fā)器，改變當(dāng)前狀態(tài)的的輸出（置高或者拉低）。 下一個(gè)周期，控制模塊繼續(xù)重復(fù)上訴工作，由于D觸發(fā)器的分頻功能，所以驅(qū)動(dòng)信號將從HG改為LG，或是從LG改為HG來實(shí)現(xiàn)對諧振半橋的驅(qū)動(dòng)控制。 這里通過改變積分器的輸出斜率的方法來實(shí)現(xiàn)對LLC的變頻控制。

下圖是展示了當(dāng)負(fù)載變化時(shí)電壓環(huán)的輸出改變并影響積分器的輸出值變化斜率，從而改變開通導(dǎo)通時(shí)間實(shí)現(xiàn)調(diào)頻穩(wěn)壓的過程。 在初始階段可以看到積分器的輸出值斜率更高（CH1）對應(yīng)著系統(tǒng)以較高的開關(guān)頻率運(yùn)行，隨著電壓環(huán)的輸出（CH2）從開始從高處開始下降，積分器的輸出值的斜率開始減低，對應(yīng)著系統(tǒng)的開關(guān)頻率逐漸降低，直到重新達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)。

當(dāng)變換器的輸出電壓降低到30V以下時(shí)，僅依靠諧振半橋正激變換器（LLC）的頻率調(diào)節(jié)功能很難實(shí)現(xiàn)低增益穩(wěn)壓，若引入PWM和burst等方法會提升損耗降低變換器的效率，因此當(dāng)以LLC調(diào)頻工作無法繼續(xù)調(diào)節(jié)輸出電壓時(shí)，就可以把LLC改為AHB模式工作。 控制單元把副邊開關(guān)管Q3驅(qū)動(dòng)信號拉低，阻斷變壓器的一個(gè)繞組的電流通路，此時(shí)就僅有一個(gè)繞組和二極管存在通路，變換器改變?yōu)锳HB不對稱諧振反激的形態(tài)工作。 可見下圖：

兩種控制器的切換邏輯為：當(dāng)電壓環(huán)的控制輸出的無量綱數(shù)在0.55時(shí)對應(yīng)的積分器的輸出值的最大上升斜率，也就是LLC變換器的最高開關(guān)頻率，同時(shí)如果輸出電壓也低于30V時(shí)，兩者同時(shí)成立后，經(jīng)一段時(shí)間的閾值判定后，轉(zhuǎn)為AHB控制模式。 等HG和LG都處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，拉低副邊變壓器繞組開關(guān)管Q3。 如果輸出電壓的高于30V，并且在AHB模式下高端開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號HG占空比大于45%（對應(yīng)著AHB模式最大占空比，電壓環(huán)的輸出無量綱數(shù)在0.45），兩者同時(shí)成立并經(jīng)一段時(shí)間的閾值判斷后，轉(zhuǎn)為對稱開關(guān)的LLC模式，等HG和LG都處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，置高副邊變壓器繞組開關(guān)管Q3。

在LLC模式中，通過選定的諧振參數(shù)可以計(jì)算出滿足傳輸功率的最低開關(guān)頻率，從而得到積分器的輸出從0上升到復(fù)位點(diǎn)所需的時(shí)間對應(yīng)的積分器的輸入值。在LLC模式進(jìn)行閉環(huán)控制，把電壓環(huán)輸出的無量綱數(shù)轉(zhuǎn)換為調(diào)頻積分器的輸入量。電壓環(huán)的輸出范圍是0~1.0，可以把1.0放在最低開關(guān)頻率上，0.55放在最高開關(guān)頻率，0.55~0.5使用固定開關(guān)頻率burst等輕負(fù)載模式工作。

在AHB模式，電壓環(huán)輸出的無量綱數(shù)轉(zhuǎn)為控制流過變壓器的電流信號VCS的峰值。 與在LLC模式不同，LLC模式只控制流過變壓器電流的過零點(diǎn)后的開通時(shí)間，電流信號的峰值僅做OCP保護(hù)使用。 在AHB模式，流過變壓器的電流峰值決定了輸出電壓和傳輸功率，可以使用下式簡單得到：Io = 0.5 * Np *(Ipk + Ineg)，因此根據(jù)匝比和最大輸出電流即可計(jì)算得到在AHB模式下最大正向峰值電流設(shè)定值Ipk_set，把電壓環(huán)的無量綱數(shù)（范圍為0.05~ 0.45）乘以最大負(fù)載時(shí)的變壓器電流峰值即可得到在AHB模式下的變壓器電流峰值設(shè)定點(diǎn)：Ipk-set = Vloop * Ipk_max，即可實(shí)現(xiàn)對AHB變換器的閉環(huán)控制。 控制框圖可見：

運(yùn)行時(shí)序：

此時(shí)電壓環(huán)的輸出范圍是0~0.5。在0.5~0.05使用峰值電流模式，在0.05~0直接使用burst輕負(fù)載模式工作。電壓環(huán)的輸出和系統(tǒng)的工作模式可見下圖所示：

AHB模式的HG的開關(guān)控制使用電壓環(huán)控制流過變壓器電流的峰值，LG的開通時(shí)間為了保證高端開關(guān)的ZVS，需要通過下式來計(jì)算時(shí)間：TLG = ((Iset - Ineg)*Lmag)/(Vout * Np)。

當(dāng)LG的開通時(shí)間達(dá)到計(jì)算值后，則關(guān)閉LG，并在插入死區(qū)時(shí)間后開啟HG，實(shí)現(xiàn)AHB的峰值電流和可變頻率的工作模式。 由于AHB僅需通過調(diào)節(jié)占空比即可實(shí)現(xiàn)寬輸出電壓，就可以完成5~30V的輸出電壓范圍調(diào)節(jié)，兩種控制方案結(jié)合起來就可以實(shí)現(xiàn)十倍寬范圍和全范圍ZVS工作的高效率的電源轉(zhuǎn)換應(yīng)用。

小結(jié)：通過混合不對對稱半橋和對稱半橋諧振變換器的控制能降低系統(tǒng)的體積和成本，在一級變換器上通過控制策略就能實(shí)現(xiàn)十倍寬輸出范圍和全范圍ZVS工作的高效率的隔離DCDC應(yīng)用。