隔離電源適用于電信/數(shù)據(jù)通信應用

本文介紹了一款適用于電信應用的 50W 開關電源。該電源是一個高頻正激式轉換器，提供隔離式 5V @ 10A，具有 1% 的線路和負載調整率。在考慮反激式和降壓轉換器后，選擇降壓轉換器拓撲。選用MAX5003控制IC;描述了其特性和電路。顯示并討論重要的波形;電力變壓器有詳細說明;討論了輸入、輸出和反饋電路。性能詳細，并提供首選PCB布局。

這種 50W 隔離式電源設計可用于以最少的額外工程工作替換購買的電源。這種方法的優(yōu)點還包括適應定制占地面積和大幅降低成本。

挑戰(zhàn)

電源通常是事后才想到的。購買的電源“磚”是一種快速解決方案，但具有明顯的缺點，例如尺寸、散熱器和氣流要求、交貨時間長、配置有限以及總體成本較高。內(nèi)部設計通常更符合產(chǎn)品要求，但如果沒有專門的電源設計工程師團隊，似乎是不可能的。

“現(xiàn)成”設計

一些半導體公司正在提供參考設計，這些設計可以大大簡化電源設計，并使定制電源設計觸手可及?！艾F(xiàn)成設計”可以快速生產(chǎn)更小、更易于集成、性能更好的電源，并提供更低的成本和更長的上市時間。

電信/數(shù)據(jù)通信/服務器電源

目前需求量很大的一種電源是電信、數(shù)據(jù)通信型。此類電源用于中心局、PBX 和服務器，通常使用 36V 至 72V 的輸入電壓。它們的典型輸出功率水平范圍約為 10W 至 100W 甚至更高。這些電源的重要要求是初級和次級之間的電氣隔離、寬輸入電壓范圍內(nèi)的高效率以及耐用性。然而，由于隔離要求，這種電源的設計相對復雜。

50W隔離電源

圖 1 顯示了一個 50W“現(xiàn)成設計”電源。這是一個具有5V穩(wěn)壓輸出的隔離電源。表 1 總結了一些目標規(guī)格。

圖1.≈48V 輸入和 5V 輸出 @ 10A 隔離電源示意圖。

表 1.目標規(guī)格摘要

電源電路拓撲

在幾種可用的功率拓撲中，單晶體管正激拓撲提供了最簡單的低成本解決方案，同時在整個工作功率范圍內(nèi)提供了非常好的效率。但是，這種拓撲需要一個連接到引腳T1-3和T1-4的變壓器復位繞組。之所以選擇正激式轉換器，是因為在這些功率水平下，它比反激式轉換器具有更高的功率密度和更高的效率。雖然一階反激式拓撲原理圖往往看起來更簡單，但這些轉換器更難處理（參見下面的簡要比較）。變壓器T1在初級和次級之間提供必要的隔離，在本例中為1500V。此外，通過在初始啟動后為初級（T1-5、T1-6引線）中的控制電路供電，可以提高效率。選擇250kHz開關頻率，以最小化儲能組件，如變壓器。

正激式和反激式轉換器：比較

圖2a顯示了正激式轉換器的功率級配置。當電源開關Q1導通時，將功率傳輸?shù)酱渭墏入娐?。幾乎所有正向電源都以連續(xù)導通模式工作，這意味著在下一個周期開始之前，電感能量不會完全耗盡。漏極電流 Id 呈矩形，帶有輕微的基座。當Q1關斷時，Do1反向偏置，而Do2正向偏置，承載整個電感電流。連接到Dcl陰極的復位繞組允許通過將存儲在變壓器鐵芯中的能量返回到輸入源來回收能量。

圖2b顯示了反激式轉換器的功率級。在這種情況下，到次級的電源傳輸發(fā)生在Q1關閉后。存儲在變壓器鐵芯中的能量被輸送到負載。對于低功耗應用，反激式轉換器的成本往往較低，因為它們不需要輸出電感。然而，有時使用一個小的濾波電感來減少輸出電壓處存在的高頻尖峰。反激式轉換器通常在不連續(xù)模式下工作，這意味著存儲在變壓器中的能量在下一個周期開始之前完全傳輸?shù)捷敵龆恕?/p>

圖2.正激 （a） 和反激 （b） 電源拓撲。

控制電路

初級側控制電路基于MAX5003。該IC的簡化框圖如圖3所示。MAX5003是下一代電源控制器的代表，集成了許多電信電源設計所必需的功能。它包含一個高壓啟動電路，可加快初始上電過程。它還具有簡化隔離式穩(wěn)壓電信電源設計的其他功能，例如電壓前饋補償。電壓前饋是設計的一個重要元素，因為它有助于提供恒定的功率級增益，從而實現(xiàn)更穩(wěn)定的電壓控制環(huán)路。它還通過即時響應變化的輸入電壓并在單個周期內(nèi)校正占空比，而無需較慢電壓控制環(huán)路的干預，從而顯著有助于抑制輸入電源。

圖3.MAX5003原理框圖

以下公式應有助于您了解前饋補償?shù)挠绊憽２粠梆佈a償?shù)恼な睫D換器的大信號調制器和功率級增益分別用公式（1）和（2）給出。

其中 d 是占空比，vc是PWM比較器（引腳7）輸入端的控制電壓，k1是一個常數(shù)，并且 sr是內(nèi)部調制斜坡的斜率。

其中

k2是一個常數(shù)，v外是輸出電壓，v在是輸入電壓。

公式（1）和（2）的組合得到公式（3），這是正向型和降壓型穩(wěn)壓器的已知理想增益表達式。但是，在此表達式中，可以看出功率級增益v外/vc取決于輸入電壓。

(3)

功率級增益對輸入電壓的這種依賴性限制了輸入電壓變化較大的系統(tǒng)中可實現(xiàn)的控制環(huán)路帶寬。此外，輸入電壓線路上的任何快速擾動都會直接影響輸出電壓，從公式（3）可以看出。對這種擾動的唯一修正以保持輸出電壓恒定必須來自改變v。c，這需要相對較慢的電壓誤差放大器的干預。

在前饋補償系統(tǒng)中，調節(jié)斜坡的斜率與輸入電壓成反比，如公式（4）所示：

通過代入等式（4）中的等式（3），得到等式（5）的常數(shù)增益表達式：

(5)

從公式（5）可以清楚地看出，輸出電壓對輸入電壓的依賴性已經(jīng)完全消除，因為即使沒有輸出電壓控制環(huán)路的干預，幾乎所有的輸入電壓瞬變都被電源電路抑制。

通過使用一個外部電阻器，開關頻率已設置為250kHz。這有助于最小化儲能組件的尺寸，而不會造成較大的開關功率損耗損失。

帶復位繞組的正激式轉換器（變壓器的端子3和4）需要將其最大占空比鉗位到特定水平，以避免由于磁芯復位不足而導致變壓器鐵芯飽和。一般來說，在所有條件下都必須滿足以下條件，以防止變壓器鐵芯飽和：

(6)

其中 N12和 N34是主繞組和復位繞組的匝數(shù)。 公式（6）以簡化形式編寫，設定了占空比必須滿足的條件：

(7)

MAX5003通過用單個電阻設置MAXTON引腳來提供最大占空比限制，從而有助于滿足上述條件，從而實現(xiàn)優(yōu)化設計。

電信級電源還需要欠壓鎖定功能。這用于在輸入電壓“下降”低于預設電壓（在大多數(shù)系統(tǒng)中低于32V）時禁用電源。該電源的欠壓鎖定閾值由分壓器R1/R2設置。

啟動電路

MAX5003控制器包含一個內(nèi)部高壓前置穩(wěn)壓器，直接連接到輸入電壓。電源從 V+ 引腳饋入耗盡結 FET 前置穩(wěn)壓器。前置穩(wěn)壓器將輸入電壓降至足夠低的水平，以便為第一個低壓差穩(wěn)壓器供電（圖 3）。LDO的輸入在ES引腳處引出，在那里用一個小的陶瓷電容去耦。初級側偏置繞組（T1-5和T1-6）的輸出由D3整流，并施加于由R14、Q2和Z1組成的電壓電平調理電路。該電路將電壓限制在安全水平，以便可以施加到VDD。在這種情況下，偏置繞組以反激模式工作，而不是以正向模式工作的功率級。這消除了對濾波電感器的需求，從而降低了成本。在反激模式下，繞組的能量由導通時間內(nèi)存儲在變壓器磁化電感中的能量提供。

在初始啟動期間，第一個穩(wěn)壓器為VDD線路產(chǎn)生電源，可通過相應的引腳從外部獲得。VDD強制電壓高于10.75V會禁用第一個LDO，關閉高壓耗盡FET，從而降低IC的功耗，特別是在高輸入電壓下。繼VDD之后，LDO是另一個驅動VCC的穩(wěn)壓器：它是內(nèi)部邏輯、模擬電路和外部功率MOSFET的驅動器的電源總線。之所以需要該穩(wěn)壓器，是因為VDD電壓電平對于外部N溝道MOSFET柵極來說過高。VCC 穩(wěn)壓器具有一條鎖定線，如果 VCC LDO 未進行穩(wěn)壓，則該線會將 N 溝道 MOSFET 驅動器輸出短路至地。VCC 為除 VCC 鎖定邏輯、欠壓鎖定和電源穩(wěn)壓器之外的所有電路供電。

變壓器

任何隔離電源中的關鍵組件都是電源變壓器。對效率和可靠性有直接影響的電力變壓器的關鍵規(guī)格是初級和次級繞組直流和交流電阻，導致工作損耗。交流損耗部分來自皮膚效應和接近效應，并且根據(jù)變壓器（是否氣隙）來自循環(huán)渦流。鄰近效應是磁場扭曲附近繞組導體中的電流的結果。繞組配置在這些損耗中起著重要作用。

圖4.變壓器次級的波形。

另一個關鍵參數(shù)是漏感。漏感是一個關鍵的寄生元件，必須盡可能低，以最大限度地提高向次級的功率傳輸。低漏感還降低了初級損耗。在該設計中，部分漏能量在Q1上耗散。圖5清楚地顯示了Q1漏極處的尖峰，在關斷后短暫出現(xiàn)。一個不太關鍵的參數(shù)是磁化電感。這是從主端子 1 和 2 看到的電感，所有其他端子都開路。表2給出了變壓器的規(guī)格。

圖5.Q1、漏源電壓波形;前沿尖峰是漏感能量的結果;允許在第一季度消散。

以下公式可用于粗略計算存儲在漏感中并因此耗散在MOSFET中的能量：

(8)

我在哪里p是 MOSFET 關斷和 L 時的峰值初級電流泄漏是初級側漏感。

表 2.變壓器規(guī)格

圖1中的電路顯示了變壓器的電氣圖。重要的是繞組相關系，用繞組端子旁邊的點表示。

輸出電路

輸出采用低正向壓降、雙肖特基二極管，以實現(xiàn)高效率。該二極管的額定電流為 20 A，反向擊穿電壓為 40V，足以滿足此應用的需求。二極管整流的總平均電流為10A，功耗約為5.5W。二極管需要一個散熱器，能夠在最壞的環(huán)境溫度條件下將結溫保持在可接受的水平。圖4顯示了變壓器次級的輸出電壓。請注意此波形上的負向尖峰。該尖峰中的能量很小，二極管能夠安全地吸收該能量;此外，R/C 網(wǎng)絡 R13/C12 有助于減少次級側的振鈴。

電感L1能夠傳導10A電流而不會產(chǎn)生明顯損耗。它是一款 4.7μH 大電流表面貼裝型。雖然它的額定電流較高，但低串聯(lián)電阻有助于保持較低的損耗。紋波電流峰峰值約為2.2A。因此，電感電流變得不連續(xù)，輸出電流約為1.1A。

輸出電容器可以是鉭或鋁電解類型。選擇這些電容器時，有三個主要考慮因素：允許的交流紋波電流處理、輸出電壓紋波和（稍后將看到）控制環(huán)路穩(wěn)定性。使用低成本電解時，可以使用額外的低值陶瓷電容器來進一步降低輸出端子上的開關噪聲尖峰。在該電路中，通過電容器的預期交流均方根電流約為0.8A RMS;因此，這些電容器的尺寸應能夠安全地處理這種水平的紋波電流。

反饋電路

電壓反饋電路的兩個主要元件是TL431并聯(lián)穩(wěn)壓器和光耦合器MOC207。圖 6 顯示了 TL431 的內(nèi)部框圖。幾家制造商生產(chǎn)此零件，它具有各種精度等級。并聯(lián)穩(wěn)壓器的內(nèi)部基準電壓典型值為2.5V。使用外部分壓器，它由R11/R12組成，用于5V穩(wěn)壓輸出電壓。這種反饋電路配置在開關電源中非常常見，應用廣泛。但是，它的操作有時會被誤解，從而導致潛在的陷阱。該電路具有兩條來自輸出的反饋路徑。一條路徑通過并聯(lián)穩(wěn)壓器，為良好的輸出電壓調節(jié)提供低頻增益，而第二條路徑通過光耦合器本身到達并聯(lián)穩(wěn)壓器的陰極端子。為了可視化后一個回路，只需用虛擬恒壓源替換并聯(lián)穩(wěn)壓器即可。

圖6.并聯(lián)穩(wěn)壓器的簡化框圖。

在這種布置中，輸出電壓的任何增加都將導致更高的電流流過光耦合器的LED，迫使耦合光電晶體管的集電極電壓下降，從而降低占空比。這導致負反饋環(huán)路傾向于保持輸出電壓恒定。因此，在嘗試穩(wěn)定此循環(huán)時必須小心。最簡單的方法和本設計中采用的方法就是依靠輸出電容的ESR來適當補償后一條反饋路徑。但是，這會對 ESR 的最小值施加約束。以下公式為 ESR 提供了一個很好的經(jīng)驗法則：

(9)

ESR 的公差為 ±30% 肯定是足夠的。需要指出的是，在設計良好的系統(tǒng)中，通過滿足公式（8），控制環(huán)路單位增益交越點處的相位裕量接近90度，以獲得出色的瞬態(tài)響應。

例：

(10)

因此，為了在輸出端獲得所需的紋波，可能需要并聯(lián)一個或多個電容器。對于輸出端的50mV峰峰值電壓紋波，可以使用四個ESR為330mΩ的90μF電容。

在大多數(shù)情況下，并聯(lián)穩(wěn)壓器周圍的補償電容不是很關鍵，其值可以在0.1μF左右。該電容不應使用低得多的值，因為它們會降低控制環(huán)路的整體相位裕量。

反饋電路通過在原邊完成，將U2中光電晶體管的集電極連接到MAX5003的CON輸入。雖然控制IC包含一個誤差放大器，但在這種情況下不使用該放大器。但是，該放大器對于非隔離應用以及通過連接到初級側的偏置輔助繞組進行調節(jié)的情況非常有用。

輸入電路

輸入電路由三個陶瓷旁路電容c4/c5/c6組成。將電源嵌入實際系統(tǒng)時，建議使用大容量存儲電容器。這些電容器的尺寸必須能夠安全地處理轉換器輸入端的紋波電流。

應該注意的是，通過輸入電容的最差情況下紋波電流約為50%占空比。對于圖1所示電路，AC電容紋波電流為1.5A RMS。這些電容器應放置在非?？拷斎氲奈恢?，以避免長走線承載可能導致EMI問題的高頻開關電流?？赡苄枰~外的輸入濾波以滿足適用的法規(guī)。

主要電源波形

電路關鍵點的波形有助于進一步解釋操作。圖5顯示了開關FET的漏極源極波形。初始尖峰是變壓器漏感的結果。在較低輸出功率水平下，這一數(shù)字要低得多。在這種情況下，F(xiàn)ET吸收泄漏能量。

圖7顯示了次級整流器輸出端的電壓脈沖。這是一個相對干凈的波形，具有輕微的前沿和后沿尖峰。

圖7.輸出二極管后的波形。

圖8顯示了輸出電壓的良好上升。MAX5003的軟啟動功能逐漸增加占空比，從而消除了啟動過程中任何潛在的過沖。

圖8.上電時的輸出電壓導通瞬態(tài)。輸入電壓 = 48V，輸出電壓 = 5A。

電源性能

電源的主要性能特征包括效率和輸出電壓調節(jié)曲線。圖9顯示了效率與輸出功率的關系。在大約85W的輸出功率下，效率達到25%，并且在高達50W時保持相對平坦。盡管效率非常高，但功率FET和輸出二極管也需要散熱。二極管在6A輸出電流下將耗散約10W，預計FET將耗散約3W至4W。電源上的輕微氣流將冷卻電源變壓器和輸出電感器。

圖9.效率曲線。

圖10顯示了電源在0A至10A輸出電流范圍內(nèi)的輸出電壓調節(jié)。電壓測量在輸出電壓檢測點進行。

圖 10.輸出電壓調節(jié)。

表 3.電源性能數(shù)據(jù)

*初始設定點精度可通過外部元件調整或使用容差更好的輸出電壓檢測電阻分壓器來提高。

PCB 布局和元件放置

與任何其他開關電源一樣，元件放置非常重要。由于初級與次級隔離，初級接地和次級接地是分開的。圖13顯示了PCB兩側的間距。電路板的布局可以改變以適應不同的封裝。此外，功率FET和輸出整流器應安裝在散熱器上，以實現(xiàn)最佳的熱管理。在此實現(xiàn)中，這兩個組件都安裝在電路板的非組件側，其卡舌暴露在外，以便可以輕松地安裝在散熱器上。

圖 11.FWD0510電源的頂部銅軌。

圖 12.FWD0510電源的組件放置;請注意，Q1 和 D4 位于底部，其金屬片暴露在散熱器板上。

圖 13.FWD0510電源的底部銅軌。

關鍵布局點如下：

次級變壓器引線與二極管D4的距離應保持在最小。這將改善EMI以及有效的可用功率傳輸。

旁路電容 C4/C5/C6 應盡可能靠近 T1 的引線 1。T2 的導聯(lián) 2 應盡可能短。

檢流電阻R6應盡可能靠近Q1的源極，并應以非常短的走線返回接地層或旁路電容C4/C5/C6的負引線。

Q1的柵極驅動環(huán)路也必須通過接地層布線，或者非常 短。

所有其他元件必須放置在靠近控制IC的位置。

必須遵守相關的走線間距（與走線爬電距離有關）。

結論

在這里，我們描述了一個50W電信電源的設計，它使用專門為此開發(fā)的新型控制IC。該設計為現(xiàn)成磚提供了一種低成本的替代品，同時提供了可觀的電氣性能。該電路可以構建在相對較小的區(qū)域內(nèi)，并經(jīng)過優(yōu)化以適應定制尺寸。

審核編輯：郭婷