正確的布局和元件選擇可控制EMI

了解穩(wěn)壓器拓撲的物理特性對于設計符合EMI和EMC標準的電源系統(tǒng)非常重要。特別是，開關穩(wěn)壓器背后的物理原理（降壓、升壓、反激和SEPIC拓撲）指導元件選擇、磁性設計和印刷電路板布局。在優(yōu)化電路性能時，漏感、ESR 和 ESL 等寄生元件非常重要。

大多數(shù)便攜式設備包括穩(wěn)壓器或其他形式的電源，并且與小型光刻IC相關的較低電源電壓也要求在許多非便攜式設備中使用這些電源電路。雖然許多設計人員并不完全了解，但不同類型的穩(wěn)壓器和電源之間的權衡會對電池壽命、是否符合電磁干擾/電磁兼容性（EMI/EMC）法規(guī)，甚至對設計中產(chǎn)品的基本操作產(chǎn)生重大影響。以下概述涵蓋了控制電源中電噪聲產(chǎn)生和傳播的機制和物理原理。

穩(wěn)壓器

最常見的功率轉換器是穩(wěn)壓器。它接受在給定范圍內(nèi)變化的電壓，并產(chǎn)生不變的輸出電壓。穩(wěn)壓器包括兩大類：開關型和所有其他型（主要是線性和并聯(lián)型）。與開關穩(wěn)壓器不同，線性穩(wěn)壓器和并聯(lián)類型受限于其輸出電壓必須小于輸入電壓。此外，大多數(shù)開關穩(wěn)壓器的效率優(yōu)于等效線性或并聯(lián)穩(wěn)壓器。然而，線性/并聯(lián)類型的低噪聲和簡單性使其成為開關穩(wěn)壓器的有吸引力的替代方案。

最簡單的穩(wěn)壓器類型是并聯(lián)穩(wěn)壓器，它僅調(diào)節(jié)通過電阻器的電流，將輸入電壓降至穩(wěn)定的輸出電平。齊納二極管也可以通過這種方式工作，但齊納二極管的功耗很高，并且其負載調(diào)節(jié)（輸出電壓隨負載電流變化而變化）較差。一些并聯(lián)穩(wěn)壓器允許您使用分壓器設置調(diào)節(jié)電壓，但這些類型通常顯示為更復雜的穩(wěn)壓器或電源中的構建模塊。通常，并聯(lián)穩(wěn)壓器適用于負載電流變化較小的低功率系統(tǒng)。然而，通過添加將分流器轉換為線性穩(wěn)壓器的有源調(diào)整元件（通常是雙極晶體管），可以擴大這種狹窄的應用范圍。

線性穩(wěn)壓器

線性穩(wěn)壓器使用有源調(diào)整元件（雙極性或MOSFET）將輸入電壓降至穩(wěn)壓輸出電壓。在這些器件中，低壓差（LDO）類型在過去十年中變得流行起來。壓差是指維持穩(wěn)壓的最小差值（輸入和輸出電壓之間）。高達1V的壓差被稱為LDO，但更典型的值在100mV至300mV之間。

由于線性穩(wěn)壓器的輸入電流近似等于其輸出電流，因此其效率（輸出功率除以輸入功率）是輸出/輸入電壓比的函數(shù)。因此，壓差很重要，因為更低的壓差意味著更高的效率。但是，如果輸入電壓遠高于輸出電壓，或者變化很大，則很難實現(xiàn)最大效率。LDO穩(wěn)壓器的另一個功能（有待討論）是作為開關穩(wěn)壓器產(chǎn)生的噪聲的屏障。在這種情況下，LDO穩(wěn)壓器的低壓差特性提高了電路的整體效率。

開關穩(wěn)壓器

如果線性或并聯(lián)穩(wěn)壓器的性能不足以滿足應用需求，則設計人員必須求助于開關穩(wěn)壓器。然而，隨著性能的提高，尺寸和成本更大，對電噪聲的敏感性（和產(chǎn)生）更高，以及復雜性普遍增加。

開關穩(wěn)壓器或電源產(chǎn)生的噪聲可以通過傳導或輻射產(chǎn)生。傳導發(fā)射可以采用電壓或電流的形式，其中每一種都可以進一步分類為共?；虿钅鲗?。更復雜的是，連接線的有限阻抗使電壓傳導導致電流傳導，反之亦然，差模傳導導致共模傳導，反之亦然。

但是，通常可以優(yōu)化電路以減少其中一種或多種輻射。與便攜式系統(tǒng)相比，傳導發(fā)射通常會給固定系統(tǒng)帶來更大的問題。由于便攜式設備使用電池供電，因此其負載和電源沒有用于傳導排放的外部連接。

要了解開關穩(wěn)壓器中的噪聲源，必須首先了解其工作原理。對許多類型的開關穩(wěn)壓器的描述超出了本文的范圍。但是，基本上，開關穩(wěn)壓器通過使用有源元件（晶體管和二極管）將電流通過存儲元件（電感器和電容器）來將源電壓/電流轉換為負載電壓/電流。為了說明這一點，MAX1653 DC/DC轉換器控制器構成一個典型的同步整流降壓轉換器（圖1）。

圖1.這款說明性降壓型開關穩(wěn)壓器具有外部開關晶體管 （N1） 和同步整流器 （N2）。

在正常工作期間，當高端開關（N1）導通時，電路從輸入傳導到輸出，當N1關斷且同步整流器（N2）導通時，電路繼續(xù)通過電感傳導。電流和電壓波形的一階近似值（圖2）導致一個錯誤的假設，即所有組件都是理想的，但這些組件的寄生效應將在后面介紹。

圖2.圖1電路的這些波形基于理想元件的假設。

由于N1僅部分導通，輸入源和輸入電容（C在） 參見不連續(xù)電流。C在提供過電流（IL-我輸入） 當 N1 導通時，它在 N1 關斷時存儲來自輸入電流的電荷。如果 C在具有無限值，等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）為零，在這些部分充電和放電循環(huán)中，其兩端的電壓將保持恒定。當然，實際電壓在每個周期內(nèi)都會波動。電流脈沖在C之間分頻在和輸入源，基于轉換器開關頻率或高于轉換器開關頻率的相對電導。

消除這些傳導輻射的一種方法是蠻力方法：在輸入端連接低阻抗旁路電容器。然而，一種更微妙的方法可以節(jié)省成本和電路板面積：在源極和轉換器之間增加阻抗，確保必要的直流電流可以通過。最好的阻抗是電感，但要注意轉換器的輸入阻抗在環(huán)路交越頻率之前保持較低水平。（大多數(shù) DC/DC 開關轉換器的環(huán)路交越頻率在 10kHz 和 100kHz 之間。否則，輸入電壓波動會破壞輸出電壓的穩(wěn)定性。

輸出電容上的電流紋波 （C外） 比 C 上的小得多在.它的振幅較低，并且（與輸入電容器不同）其電流是連續(xù)的，因此諧波含量較低。通常，線圈的每個匝都覆蓋有電線絕緣層，在每對匝之間形成一個小電容器。將這些寄生電容串聯(lián)形成一個與電感并聯(lián)的小等效電容，為電流脈沖傳導至C提供了一條路徑外和負載。因此，開關節(jié)點（LX）處電壓波形的不連續(xù)邊沿將高頻電流傳導至C外和負載。通常的結果是輸出電壓出現(xiàn)尖峰，能量在20MHz至50MHz范圍內(nèi)。

通常，這種類型的轉換器的負載是某種形式的微電子器件，容易受到傳導噪聲的影響，幸運的是，轉換器的傳導噪聲在輸出端比在輸入端更容易控制。至于輸入，輸出傳導噪聲可以通過非常低的阻抗旁路或二次濾波來控制。但是，應該謹慎使用二次（后）過濾。輸出電壓是控制環(huán)路中的一個穩(wěn)壓變量，因此輸出濾波器會增加環(huán)路增益的延遲或相位（或兩者），從而可能破壞電路的穩(wěn)定性。如果在反饋點之后放置一個高Q值LC后置濾波器，電感的電阻會降低負載調(diào)整率，瞬態(tài)負載電流會導致振鈴。

其他拓撲

其他開關轉換器拓撲存在與降壓轉換器類似的問題。例如，升壓轉換器（圖3）具有降壓轉換器的基本結構，但輸入和輸出互換。因此，降壓轉換器輸入端的問題也適用于升壓轉換器的輸出，反之亦然。

圖3.該升壓型開關穩(wěn)壓器缺乏同步整流，但在其他方面類似于降壓型，輸入和輸出互換。

降壓轉換器是有限的，因為它們的輸出電壓必須小于輸入電壓。同樣，升壓轉換器的輸出電壓必須大于其輸入電壓。當輸出電壓落在輸入電壓范圍內(nèi)時，這一要求是有問題的。解決此問題的拓撲是反激式轉換器（圖 4）。

圖4.反激式穩(wěn)壓器為高于和低于輸出電壓的輸入保持調(diào)節(jié)。

由于輸入和輸出端的電流都是不連續(xù)的，使得傳導發(fā)射更難控制，因此該轉換器的噪聲通常比升壓或降壓型的噪聲差。該轉換器的另一個問題是每個變壓器繞組中的電流是不連續(xù)的，這些不連續(xù)性與變壓器的漏感一起產(chǎn)生高頻尖峰，這些尖峰可以傳導到其他電路。初級和次級繞組的物理分離會導致這種漏感。因此，漏感是由空氣中的磁場引起的（因為磁芯中的磁場耦合了初級和次級繞組）。因此，漏感引起的尖峰會引起磁場輻射。

解決輸入和輸出電壓重疊問題的另一種拓撲是單端初級電感轉換器（SEPIC）。與反激式電路類似，SEPIC轉換器在變壓器的初級繞組和次級繞組之間連接一個電容器（圖5）。該電容器在反激電流關閉期間為初級和次級繞組中的電流提供路徑，通過使初級和次級電流連續(xù)來改善反激電路。另一方面，向反激式電路增加輸入或輸出電容通?？梢猿浞指纳破漭椛?，使該拓撲結構同樣可以接受。但是，如果傳導和輻射噪聲預計會成為問題，則SEPIC電路可能比反激電路更可取。

圖5.與反激式穩(wěn)壓器類似，單端初級電感轉換器（SEPIC）具有連續(xù)的初級和次級電流，產(chǎn)生的噪聲較小。

線性后置調(diào)節(jié)

對于某些必須將輸出噪聲降至最低的應用，使用線性穩(wěn)壓器的效率差是不可接受的。開關穩(wěn)壓器后接線性后置穩(wěn)壓器適用于這些情況。后置穩(wěn)壓器衰減開關穩(wěn)壓器產(chǎn)生的高頻噪聲，使噪聲性能接近單獨的線性穩(wěn)壓器的性能。然而，由于大多數(shù)電壓轉換發(fā)生在開關穩(wěn)壓器中，因此效率損失遠小于單獨的線性穩(wěn)壓器。

該方案還可以在輸入和輸出電壓重疊的應用中取代反激式和SEPIC轉換器。升壓轉換器在輸入小于輸出時工作，線性穩(wěn)壓器在輸入大于輸出時工作。升壓轉換器和低壓差 （LDO） 線性穩(wěn)壓器可以組合在單個 IC 中（圖 6）。該器件還包括一種跟蹤模式，在該模式下，升壓轉換器輸出電壓始終比LDO輸出電壓高300mV。因此，LDO穩(wěn)壓器保持足夠的PSRR和裕量（輸入減去輸出電壓），以在所有條件下衰減升壓轉換器的噪聲。

圖6.作為輸入范圍與輸出電壓重疊時保持穩(wěn)壓的第三種選擇，該IC集成了一個開關穩(wěn)壓器（用于升壓）和一個線性穩(wěn)壓器（用于降壓）。

共模噪聲

根據(jù)定義，共模導通在輸入或輸出的兩個連接上都是同相的。通常，它僅對具有接地路徑的固定系統(tǒng)構成問題。在帶有共模濾波器的典型離線電源（圖 7）中，共模噪聲的主要來源是 MOSFET。MOSFET通常是電路中主要的功耗元件，它需要一個散熱器。

圖7.這種典型的離線電源中的共模濾波器可降低輸入和輸出兩側共有的噪聲。

對于 TO-220 器件，散熱器片將連接到 MOSFET 漏極，并且在大多數(shù)情況下，散熱器會將電流傳導至接地。由于MOSFET既絕緣又與散熱器電氣隔離，因此它對地有一定的電容。當它打開和關閉時，快速變化的漏極電壓驅動電流通過寄生電容（C小一） 接地。由于交流線路對地阻抗低，這些共模電流從交流輸入流向大地。變壓器也通過寄生電容（CP2A和 CP2B）在其隔離的初級和次級繞組之間。因此，噪聲可以傳導到輸出和輸入。

在圖7中，共模傳導噪聲由噪聲源（電源）和輸入或輸出之間的共模低通濾波器衰減。共模扼流圈（CML1和CML2）通常纏繞在單芯上，極性如圖所示。負載電流和驅動電源的線路電流都是差模電流（即流入一條線路的電流流出另一條線路）。通過將共模扼流圈繞在單個磁芯上，差模電流產(chǎn)生的磁場被抵消，允許使用較小的磁芯，因為其中存儲的能量非常少。

許多為離線電源設計的共模扼流圈在繞組之間采用物理隔離方式。這種結構增加了差模電感，這也有助于降低傳導差模噪聲。由于磁芯連接兩個繞組，因此差模電流和電感引起的磁場在空氣中而不是磁芯中，從而產(chǎn)生輻射發(fā)射。

電源負載中產(chǎn)生的共模噪聲可以通過寄生電容（CP2A和 CP2B） 在變壓器中。變壓器中的法拉第屏蔽（初級和次級之間的接地層）可以降低這種噪聲（圖 8）。屏蔽形成從初級和次級到地的電容器，這些電容器將共模電流分流到地，而不是允許它們通過變壓器。

圖8.初級和次級之間的法拉第屏蔽可阻斷共模噪聲，否則共模噪聲會通過變壓器的寄生繞組間電容。

正如傳導發(fā)射可以是電壓或電流的形式一樣，輻射發(fā)射可以是電場或磁場的形式。然而，由于場存在于空間中而不是導體中，因此差模場和共模場之間沒有區(qū)別。電場存在于兩個電位之間的空間中，磁場存在于穿過空間的電流周圍。電路中可以存在這兩個場，因為電容器在電場中存儲能量，而電感器/變壓器在磁場中存儲/耦合能量。

電場

由于電場存在于具有不同電位的兩個表面或體積之間，因此通過用接地屏蔽包圍設備來控制設備內(nèi)產(chǎn)生的電場噪聲相對容易。這種屏蔽是CRT、示波器、開關電源和其他具有波動高壓的設備結構中的常見做法。另一種常見的做法是在電路板上使用接地層。電場與表面之間的電位差成正比，與表面之間的距離成反比。例如，它們存在于源和任何附近的接地層之間。因此，多層電路板允許您通過在電路或走線和任何大電位之間放置接地層來屏蔽電路或走線。

然而，在使用接地層時，應注意高壓線路上的容性負載。電容器將能量存儲在電場中，因此將接地層放置在導體附近會在導體和接地之間形成電容器。導體上的大dV/dt信號會導致大傳導電流接地，從而降低傳導發(fā)射，同時控制輻射發(fā)射。

如果存在電場發(fā)射，則最有可能的罪魁禍首是系統(tǒng)中的最高電位。在電源和開關穩(wěn)壓器中，請注意開關晶體管和整流器，因為它們通常具有高電位，并且由于散熱也可能具有較大的表面積。表面貼裝器件也可能有這個問題，因為它們通常需要大量的電路板銅來散熱。在這種情況下，還要注意任何大面積散熱器層與接地層或電源層之間的電容。

磁場

電場相對容易控制，但磁場是一個不同的命題。將電路封裝在高μ材料中可以提供有效的屏蔽，但這種方法既困難又昂貴。通常，控制磁場發(fā)射的最佳方法是從源頭上將其最小化。通常，這要求您選擇設計為最小化輻射磁場的電感器和變壓器。同樣重要的是，電路板布局和互連布線的配置應最小化電流環(huán)路的尺寸，尤其是在大電流路徑中。大電流環(huán)路不僅會輻射磁場，而且還會增加導體的電感，這會導致攜帶高頻電流的線路出現(xiàn)電壓尖峰。

電感

沒有變壓器或電感器設計經(jīng)驗的電路設計人員可能會選擇現(xiàn)成的變壓器和電感器。即便如此，一些磁性知識可以使設計人員為應用選擇最佳組件。

減少電感器輻射的關鍵是使用高μ材料，將磁場保持在磁芯中，遠離周圍空間。在高μ材料中，磁場具有成比例的更高密度。這很像并聯(lián)電導：1S電導（即1Ω電阻）與1mS導體（1kΩ電阻）并聯(lián)的電流是1000mS導體的1倍。磁場密度以 1000：1 的比例在 1000μ、1in2 磁芯和 1μ、1in2 磁芯之間劃分。高μ材料不能存儲大量能量，因此對于小型電感器，必須使用具有氣隙的高μ磁芯。

要了解原因，請看圖 9。B場（X軸）與V×t/N成正比，其中N是匝數(shù)。H 場（Y 軸）與 N×i 成正比。因此，曲線的斜率（與μ成正比）也與電感成正比（L = V/[di/dt]）。在該鐵氧體（或任何其他高μ磁芯）上增加間隙會降低斜率，從而降低有效μ，從而降低電感。電感隨斜率的變化而減小，最大電流隨斜率的變化而增加，飽和B場保持不變。因此，電感中存儲的最大能量（<>/<>LI2）增加。這種增加也可以通過向電感施加電壓并注意到達Bsat的時間量來說明。儲存在核心中的能量是（V×i）dt的積分。由于在相同的電壓和時間內(nèi)，與間隙磁芯相關的電流更高，因此相應的存儲能量水平更高。

圖9.對鐵氧體磁芯進行擠壓，迫使磁通量從磁芯中流出，并允許電感器或變壓器將能量存儲在器件周圍的磁場中。

然而，對磁芯進行咬合會增加電感周圍空間中的磁場輻射。例如，線軸芯，其大氣隙使其成為臭名昭著的磁場輻射發(fā)生器，因此在某些對噪聲敏感的應用中通常避免使用。線軸磁芯只是一塊線軸形的鐵氧體，是最簡單、最便宜的氣隙鐵氧體磁芯之一。導線纏繞在中心柱上以構成電感器。成本低，因為導線可以直接纏繞在芯上，除了端接導線外，無需額外的工作。在某些情況下，導線端接在磁芯底部的金屬化區(qū)域，允許電感進行表面貼裝。在其他表面貼裝元件中，電感器安裝在陶瓷或塑料針座上，導線端接在其上。

一些制造商在線軸磁芯周圍放置鐵氧體屏蔽，以幫助減少磁場輻射。這種措施有所幫助，但它也減少了間隙，從而減少了可以存儲在核心中的能量。由于鐵氧體本身可以存儲很少的能量，因此屏蔽和磁芯之間通常會保留一個小間隙，這使得這種類型的電感器中存在一些不必要的磁場輻射。然而，根據(jù)可接受的發(fā)射水平，線軸磁芯可以很好地折衷成本和EMI。

可以根據(jù)應用的要求對各種其他芯材形狀進行氣隙（或不氣隙）。例如，電位型芯、E-I 型芯和 E-E 型芯都具有可以間隙的中心支腿或柱子（圖 10）。對完全被線圈包圍的磁芯中心進行劃網(wǎng)有助于減少從氣隙輻射的排放。這些電感器通常更昂貴，因為線圈必須與鐵芯分開纏繞，并且磁芯部件組裝在線圈周圍。為了便于設計和組裝，可以購買帶有預間隙中心支腿的磁芯。

圖 10.不同的磁芯幾何形狀可在儲能、磁場發(fā)射和易于組裝之間取得權衡。一切都可以縫隙。

也許減少輻射發(fā)射的最佳磁芯是分布間隙環(huán)形線圈。該芯是通過將填料和高μ金屬粉末的混合物壓制成環(huán)形線圈的甜甜圈形狀而制成的。由非磁性填料隔開的金屬粉末顆粒之間有小的氣隙，形成一個整體的“氣隙”，均勻分布在整個芯中。線圈穿過該磁芯的中心和外部，使磁場沿線圈中間繞圈行進。只要線圈纏繞在環(huán)形線圈的整個圓周上，它就會通過完全包圍磁場來保護外部。

典型的分布間隙環(huán)形磁芯的損耗有時高于氣隙鐵氧體，因為環(huán)形線圈中的金屬晶粒容易受到渦流的影響，渦流會產(chǎn)生熱量并降低電源效率。環(huán)形線圈的纏繞成本也很高，因為電線必須穿過磁芯的中心。機器可以做到這一點，但它們比傳統(tǒng)的線圈繞線機更慢、更昂貴。

一些鐵氧體環(huán)形磁芯具有離散的氣隙。由此產(chǎn)生的磁場發(fā)射高于分布間隙磁芯的磁場發(fā)射。然而，典型的氣隙環(huán)形線圈具有較低的損耗，因為它們比其他分立氣隙鐵氧體磁芯更好地包含磁場。線圈通過屏蔽間隙來減少發(fā)射，環(huán)形形狀有助于將磁場保持在磁芯內(nèi)。

變形金剛

變壓器與電感器有許多共同的局限性，因為它們纏繞在同一磁芯上。然而，有些問題是變壓器獨有的。實際變壓器的性能可以接近理想變壓器的性能——初級和次級耦合電壓，電壓比與每個繞組中的匝數(shù)比成正比。

變壓器的等效電路（圖11）將繞組間電容建模為C洼和 C工 務 局.這些參數(shù)帶來的問題主要是隔離電源中的共模輻射問題。繞組電容 CP和 CS體積小，在開關電源和穩(wěn)壓器的工作頻率下通?？梢院雎圆挥?。磁化電感LM很重要，因為過多的磁化電流會導致變壓器飽和。對于電感器，飽和會增加變壓器的磁場發(fā)射。飽和還會導致更高的磁芯損耗、更高的溫度（有可能出現(xiàn)熱失控）以及繞組之間的耦合退化。

圖 11.變壓器等效模型中的寄生元件會改變其理想行為。

漏感是由一個繞組連接而不是另一個繞組的磁場引起的。雖然一些耦合電感器和變壓器（如前面討論的共模扼流圈）是為高水平參數(shù)而設計的，但漏感LLP和 LLS是開關電源中最成問題的寄生元件。連接兩個繞組的磁通量將這些繞組耦合在一起。所有變壓器繞組都圍繞鐵芯，因此任何漏感都在磁芯外的空氣中，在那里它會導致磁場發(fā)射。

漏感的另一個問題是電流快速變化時產(chǎn)生的大電壓，就像大多數(shù)開關電源的變壓器一樣。這種電壓會使開關晶體管或整流器過大應力。耗散緩沖器（通常是串聯(lián)電阻器和電容器）通常用于通過耗散電壓尖峰的能量來控制該電壓。另一方面，一些開關設備設計用于承受重復的雪崩擊穿，并且可以在沒有外部緩沖器的情況下耗散能量。

變壓器的漏感可以通過短路次級并測量初級電感來確定。該測量包括通過變壓器耦合的任何次級漏感，但在大多數(shù)情況下，無論如何都必須考慮這種泄漏，因為它會增加初級電壓尖峰。相應的尖峰能量計算為E = 1/2LI2，因此漏感損失的功率是每個尖峰的能量乘以開關頻率：P = 1/2LI2f。

變壓器要求取決于電源拓撲。直接耦合變壓器兩端能量的拓撲結構，如半橋、全橋、推挽或正激轉換器，需要非常高的磁化電感來防止飽和。變壓器的初級和次級同時在這些電路中傳導電流，直接通過變壓器耦合能量。由于鐵芯中存儲的能量很少，因此變壓器可以更小。這些變壓器通常纏繞在鐵氧體或其他高μ材料的未磁芯上。

其他電源拓撲要求變壓器鐵芯存儲能量。反激式電路中的變壓器在開關周期的前半段通過初級存儲能量。在循環(huán)的后半部分，能量被回收并通過次級饋送到輸出。與電感器一樣，未連接高μ磁芯不適合在變壓器中存儲能量。相反，內(nèi)核必須離散地間隙或具有分布式間隙。由此產(chǎn)生的元件將比具有等效未映射磁芯的元件大，但它可以節(jié)省額外的電感以及成本和空間。

布局

元件選擇對于控制EMI非常重要，但電路板布局和互連同樣重要。特別是對于開關電源中經(jīng)常使用的高密度多層電路板，布局和元件放置對于電路的正常運行和交互至關重要。電源開關會在電路板走線中產(chǎn)生較大的dV/dt和di/dt信號，從而通過耦合到其他走線而導致兼容性問題。但是，通過格外小心關鍵路徑的布局，可以避免兼容性問題和昂貴的電路板修訂。

系統(tǒng)中的輻射和傳導發(fā)射之間可以區(qū)分，但是當談到電路板和布線中的干擾時，這種區(qū)別就模糊了。耦合電場的相鄰走線也通過寄生電容傳導電流。同樣，由磁場耦合的走線有點像變壓器。這些相互作用可以用集總分量或通過場論來描述。采用哪種方法取決于哪種方法更準確地描述交互。

串音

兩個或多個靠近的導體以電容方式耦合;因此，一個上的大電壓變化會將電流耦合到另一個。如果導體的阻抗較低，則耦合電流僅產(chǎn)生很小的電壓。電容與導體之間的距離成反比，與導體面積成反比，因此可以通過保持相鄰導體的面積小而間隔大來最小化傳導噪聲。

減少導體之間耦合的另一種方法是添加接地層或屏蔽層。導體之間的接地走線（或在某些情況下為電源總線或其他低阻抗節(jié)點）可以通過將它們電容耦合到地而不是彼此耦合來防止它們的相互作用。但要謹慎行事。攜帶快速dV/dt變化的走線位于靠近具有高阻抗接地互連的平面附近，可以將這些變化耦合到接地層。反過來，接地層可以將信號耦合到敏感線路，從而加劇而不是幫助噪聲問題。如果接地層不承載大電流，則很容易通過一根小導線將其接地。然而，小導線的高電感會導致接地層在快速變化的電壓下看起來像一個高阻抗。

必須注意確保接地層不會將噪聲注入電路的敏感部分。例如，輸入和輸出旁路電容器經(jīng)常通過接地層傳遞電流，高頻電流成分會影響敏感電路。為了防止這個問題， 電路板通常包括用于電源和信號接地的獨立平面.這些平面連接在單個點上，可最大限度地減少電源接地層上產(chǎn)生的電位注入信號地的噪聲。這種做法類似于星形接地，其中所有組件都連接到單個點的地（所有跡線都以“星形”模式離開該點）。星形接地與單獨的電源和信號接地平面具有相同的效果，但對于包括大量接地組件的大型復雜電路板來說，這并不實用。

如果已知節(jié)點對注入噪聲敏感，則應將連接到該節(jié)點的走線和電線從具有高壓變化的節(jié)點引出。如果無法做到這一點，請?zhí)砑恿己玫慕拥鼗蚱帘?。?jié)點的良好電容旁路也可以降低其對串擾的敏感性。通常，在節(jié)點和接地之間或節(jié)點與電源總線之間連接一個小電容器形成合適的旁路。

選擇旁路電容器時，請確保它在可能存在問題的頻率范圍內(nèi)具有低阻抗。等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）會導致高頻下的阻抗高于預期，因此陶瓷電容器的低ESR和ESL對于旁路應用很有吸引力。陶瓷電介質對性能也有重大影響。較高電容的電介質（如Y5V）允許電容隨電壓和溫度發(fā)生較大變化。在最大額定電壓下，用這些陶瓷制成的電容器可以表現(xiàn)出低至其無偏置電容的15%。電容值越小，介電效果越好，產(chǎn)生的串擾衰減不依賴于偏置和溫度，在許多情況下將提供更好、更一致的旁路。

旁路電容器的放置也至關重要。為了衰減高頻噪聲，必須將有問題的信號路由到旁路電容器。在圖12a中，與電容串聯(lián)的走線長度增加了其ESR和ESL，增加了高頻下的阻抗，降低了電容作為高頻旁路的有效性。更好的布局使走線穿過電容器，因此走線的雜散ESR和ESL有助于旁路電容器的濾波器作用，而不是降低其性能。

圖 12.旁路連接不良（a）會增加電容器的走線電感和電阻。在較好的連接（b）中，走線寄生效應會增加電容器的濾波器作用。

不應繞過某些節(jié)點，因為這樣做會改變其頻率特性。一個例子是反饋電阻分壓器。在大多數(shù)開關電源中，電阻反饋分壓器將輸出電壓降至誤差放大器可接受的水平。添加到該反饋節(jié)點的大旁路電容器與該節(jié)點的電阻形成一個極點。由于分頻器是控制環(huán)路的一部分，因此該極點成為環(huán)路特性的一部分。如果極點頻率比交越頻率高出不到十倍頻程，則其相位或增益效應會對環(huán)路穩(wěn)定性產(chǎn)生不利影響。

電感

開關電源中的某些電流可快速打開和關閉。這些電流路徑中的雜散電感會感應出較大的噪聲電壓，這些噪聲電壓耦合到敏感電路中并對組件施加壓力。承載直流電流的線路很少導致問題，因為直流不會導致電壓尖峰或將交流電耦合到其他走線。例如，與電感串聯(lián)的線路不是問題，因為雜散電感遠小于電感值。大串聯(lián)電感還可以防止電流不連續(xù)。

如果電路產(chǎn)生不連續(xù)電流，請盡量防止電流在大回路中傳播。大電流環(huán)路產(chǎn)生較大的電感值，從而增加任何隨之而來的磁場輻射。此警告也適用于元件放置，因為電流通常在晶體管和二極管等有源器件之間切換。

考慮圖1中的降壓轉換器。當高端 MOSFET 開關 （N1） 導通時，電流通過輸入、N1、電感和負載傳播。N1 關斷后，二極管 （D） 傳導電流，直到同步整流器 （N2） 導通。然后電流流過 N2，直到關閉;然后二極管承載電流，直到循環(huán)再次開始。請注意，流經(jīng)電感和輸出電容的電流是連續(xù)的，因此不應成為噪聲的主要貢獻因素。如果N1，N2和D彼此相距一定距離，則周圍的磁場必須快速移動，以響應它們內(nèi)部的快速電流變化。由于產(chǎn)生的電壓與磁場隨時間的變化成正比（dΨ/dt），因此這些快速的場波動會產(chǎn)生較大的電壓尖峰。

請注意，輸入源和輸出負載承載高頻電流。這些電流應通過輸入和輸出旁路電容;否則，它們通過輸入或輸出線（或兩者）傳導。請參閱有關傳導發(fā)射的部分。輸入和輸出旁路電容器的阻抗很重要。它們應該足夠大，以保持輸入和輸出的低阻抗，但較大的電容器（例如鉭或電解類型）比較小的陶瓷類型具有更高的ESR和ESL。因此，必須確保電容器的阻抗在相關頻率下足夠低。

一種替代方案是將陶瓷電容器與電解電容器或鉭電容器并聯(lián)，因為陶瓷電容器在高頻下具有較低的阻抗。然而，在大多數(shù)情況下，這種布置并不比多個電解或鉭電容器并聯(lián)以降低ESR和ESL，或多個陶瓷電容器并聯(lián)以增加總電容更好。

審核編輯：郭婷