用于MAX1856 SLIC電源的反激式變壓器設(shè)計(jì)

用戶線路接口電路 （SLIC） 為“普通舊電話服務(wù)”（POTS） 提供直流電源、振鈴和監(jiān)控功能，其中警報(bào)電話是先決條件，但通常沒(méi)有中央振鈴器。SLIC還用于終端適配器（TA），互聯(lián)網(wǎng)協(xié)議語(yǔ)音（VoIP）和網(wǎng)絡(luò)終端（NT）應(yīng)用。本應(yīng)用筆記提供了反激式變壓器的詳細(xì)設(shè)計(jì)步驟，該變壓器可與MAX1856配合使用，用于SLIC電源。

MAX1856為產(chǎn)生用戶線路接口電路（SLIC）電源提供低成本方案。SLIC為“普通舊電話服務(wù)”（POTS）提供直流電源，振鈴和監(jiān)控功能，其中警報(bào)電話是先決條件，但通常沒(méi)有中央鈴聲。包含振鈴功能的SLIC已用于終端適配器（TA），互聯(lián)網(wǎng)協(xié)議語(yǔ)音（VoIP）和網(wǎng)絡(luò)終端（NT）應(yīng)用。本文檔提供了與雙通道和四通道POTS環(huán)路中的典型SLIC配合使用的電源參考設(shè)計(jì)示例。每個(gè)應(yīng)用都有專門的要求，具體取決于服務(wù)的通道數(shù)量和環(huán)路長(zhǎng)度。表1列出了三種典型應(yīng)用的要求。

表 1.參考解決方案需求指南

反激式拓?fù)溆糜诋a(chǎn)生所需的負(fù)電壓。在低于 75 至 100 W 的功率水平下，與其他拓?fù)湎啾?，反激式拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)最少的組件數(shù)量和最低的成本。

圖1

所示為MAX1856產(chǎn)生振鈴和通話電池電壓的典型應(yīng)用電路。

圖1.雙負(fù)輸出電源。

反激式電源設(shè)計(jì)中最重要的兩個(gè)因素是控制器和變壓器設(shè)計(jì)。這些參考設(shè)計(jì)使用專為這些應(yīng)用設(shè)計(jì)的變壓器。熟悉反激式變壓器設(shè)計(jì)對(duì)于為給定應(yīng)用選擇正確的變壓器是必要的。本應(yīng)用筆記詳細(xì)討論MAX1856控制器電路的反激式變壓器設(shè)計(jì)。假定熟悉基本的反激式轉(zhuǎn)換器操作。首先討論MAX1856的重要功能模塊。然后結(jié)合MAX1考慮表1856中的要求，以確定變壓器參數(shù)。三個(gè)參考應(yīng)用電路作為示例來(lái)演示設(shè)計(jì)技術(shù)?？傊榻B這三個(gè)電路的效率和交叉調(diào)節(jié)數(shù)據(jù)是對(duì)本文的補(bǔ)充。

MAX1856電流模式控制器

MAX1856為PWM峰值電流模式控制器。MAX1856采用直接求和配置來(lái)處理輸出誤差信號(hào)、電流檢測(cè)信號(hào)和斜率補(bǔ)償斜坡。電流檢測(cè)模塊和斜率補(bǔ)償技術(shù)與應(yīng)用電路有直接關(guān)系，將在以下各節(jié)中更詳細(xì)地討論。

MAX1856中的斜率補(bǔ)償

對(duì)于斜率補(bǔ)償，MAX1856在電流斜坡上增加了振蕩器產(chǎn)生的固定斜坡。因此，斜率補(bǔ)償是頻率和占空比的函數(shù)。電流斜坡信號(hào)通過(guò)檢測(cè)與外部MOSFET源極串聯(lián)的檢測(cè)電阻（圖1中的R1）兩端的電壓，從外部開關(guān)電流得出。穩(wěn)定性要求要求增加的斜率至少等于次級(jí)電流斜率的一半。將增加的斜率增加到超過(guò)次級(jí)電流斜率的大小對(duì)進(jìn)一步提高穩(wěn)定性幾乎沒(méi)有幫助。對(duì)于給定的占空比和頻率，增加的斜率量在內(nèi)部是固定的。MAX1856內(nèi)部斜率補(bǔ)償電路增加了一個(gè)線性斜坡，對(duì)于任何給定頻率，在8%的開關(guān)時(shí)間段內(nèi)，線性斜坡從50mV增加到90mV。8mV的失調(diào)允許MAX1856控制器在輕負(fù)載時(shí)達(dá)到最小占空比。斜率補(bǔ)償會(huì)影響反激式變壓器初級(jí)電感的選擇。

帶消隱功能的MAX1856電流檢測(cè)

MAX1856使用檢測(cè)電阻R1檢測(cè)外部開關(guān)電流（圖1）。一旦R1兩端的電流超過(guò)85mV，PWM導(dǎo)通時(shí)間終止。當(dāng)外部開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電流檢測(cè)波形上存在前沿尖峰。它產(chǎn)生于以下三個(gè)原因：

（1） 反激式在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）下工作時(shí)整流二極管中的反向恢復(fù)電流。如果 MOSFET 在反向恢復(fù)期間導(dǎo)通，則二極管充當(dāng)短路，并且大電流尖峰在 MOSFET 中流動(dòng)。該尖峰反映在電流檢測(cè)信號(hào)中。使用超快速整流器可降低該電流的大小。變壓器中較高的漏感也會(huì)降低該尖峰的幅度。然而，增加變壓器漏感不是一個(gè)可行的選擇，因?yàn)檫@會(huì)導(dǎo)致整流二極管和MOSFET在關(guān)斷期間出現(xiàn)較大的電壓尖峰。此外，變壓器的次級(jí)漏感與整流二極管的寄生電容形成諧振電路。這種振鈴也反映在電流檢測(cè)波形中（圖5中的R10和C1形成緩沖器以嚴(yán)重抑制該振鈴）。

（2） MOSFET 漏極側(cè)的總電容包括 MOSFET 漏極-源極電容 （CDS）、寄生變壓器繞組電容、緩沖二極管結(jié)電容（Cj） 和板載任何其他走線電容。導(dǎo)通時(shí)，總等效電容通過(guò) MOSFET 和電流檢測(cè)電阻放電。

（3） MOSFET 柵極工作電流也流過(guò)電流 檢測(cè)電阻。

MAX1856利用消隱處理這種前沿噪聲。由于導(dǎo)通后會(huì)立即產(chǎn)生噪聲，MAX1856在導(dǎo)通后忽略電流檢測(cè)線100ns。如圖1所示，可以使用額外的外部低通濾波器（R2、C7）。該濾波器的RC時(shí)間常數(shù)不應(yīng)太大，因?yàn)檫@可能會(huì)使電流檢測(cè)信號(hào)失真。推薦的典型值為R100為2Ω，C1000為7pF（參見MAX1856數(shù)據(jù)資料）。

MAX1856開關(guān)頻率

MAX1856的開關(guān)頻率可根據(jù)圖100中電阻R500的選擇在4kHz至1kHz范圍內(nèi)變化。開關(guān)頻率f西 南部由 R4 設(shè)置為 f西 南部= （5 × 1010）/R4.

變壓器設(shè)計(jì)

考慮到MAX1856與應(yīng)用電路設(shè)計(jì)參數(shù)有直接關(guān)系的主要特性，現(xiàn)在重點(diǎn)介紹反激式變壓器設(shè)計(jì)。在以下各節(jié)中，選擇了迭代描述過(guò)程，而不是純粹的數(shù)學(xué)技術(shù)。這樣做是為了讓沒(méi)有經(jīng)驗(yàn)的設(shè)計(jì)人員對(duì)反激式變壓器中的磁芯和氣隙的功能以及控制參數(shù)有很好的了解。特別是磁芯的選擇、初級(jí)電感的選擇和初級(jí)匝數(shù)的選擇是比較詳細(xì)考慮的領(lǐng)域。

反激式變壓器實(shí)際上是一個(gè)耦合電感器。與真正的變壓器不同，它的主要目的是儲(chǔ)存能量，而不是簡(jiǎn)單地傳輸能量。理想的磁性材料不能儲(chǔ)存能量。在實(shí)踐中，存儲(chǔ)在磁性材料中的少量能量最終會(huì)成為損失。為了以最小的物理尺寸有效地存儲(chǔ)能量并將其返回電路，需要與高磁導(dǎo)率磁芯材料串聯(lián)的小非磁性間隙（通常是氣隙）。實(shí)際上，所有的能量都存儲(chǔ)在所謂的非磁性間隙中。磁芯提供了一個(gè)簡(jiǎn)單、低磁阻的磁通路徑，將間隙中存儲(chǔ)的能量連接到繞組。從本質(zhì)上講，內(nèi)核有效地將儲(chǔ)能位置耦合到外部電路。此功能伴隨著磁芯損耗，這是由于磁通量擺動(dòng)和磁芯飽和引起的磁芯損耗，其中磁芯在高于一定磁通密度水平時(shí)變?yōu)榉谴判浴?/p>

根據(jù)法拉第定律，磁通量擺動(dòng)量是通過(guò)將磁通變化率（伏特/圈）除以磁芯橫截面積并乘以開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間給出的。引入的氣隙量對(duì)磁通量擺動(dòng)量沒(méi)有影響 B交流.氣隙改變了B-H曲線的斜率（減小斜率 - 見圖2），因此氣隙磁芯可以支持更大的H值而不會(huì)飽和。繞組中的直流電流分量產(chǎn)生直流磁化力H直流在 B-H 回路的 H 軸上。該直流分量反過(guò)來(lái)導(dǎo)致平均磁通密度 B直流.因此，對(duì)于氣隙磁芯，需要更大的直流電流才能產(chǎn)生與非氣隙磁芯相同的平均磁通密度。

圖2.帶氣隙和不帶氣隙的鐵氧體變壓器的磁化環(huán)路。請(qǐng)注意，當(dāng)使用較大的氣隙時(shí)，轉(zhuǎn)移能量 DeltaH 增加。

在連續(xù)模式操作中，提高對(duì)直流電流的容差變得尤為重要，因?yàn)榇判局械碾娏饔肋h(yuǎn)不會(huì)降至零。在連續(xù)模式下，紋波電流足夠小，交流損耗（在內(nèi)核中）不顯著，但在非連續(xù)模式下，交流損耗可能占主導(dǎo)地位。提供足夠的匝數(shù)和核心面積以支持施加的脈沖條件，并在磁芯中提供足夠的氣隙以防止飽和并支持直流組件。

變壓器鐵芯選擇

選擇適合工作頻率下輸出功率的磁芯。用于反激式變壓器結(jié)構(gòu)的磁芯材料包括鐵氧體、Kool-Mu 和鐵粉。鐵粉中的磁芯損耗高于鐵素體。在低于50kHz的頻率下，可獲得的最小繞組損耗通常會(huì)超過(guò)磁芯損耗。然而，在較高的工作頻率（>100kHz）下，磁芯損耗同樣占主導(dǎo)地位。磁芯損耗還取決于反激式操作模式（連續(xù)或不連續(xù)）。如果可能的話，平衡磁芯和繞組損耗可實(shí)現(xiàn)最佳設(shè)計(jì)。在超過(guò)50kHz的設(shè)計(jì)中，磁芯材料通常選擇鐵氧體。一個(gè)一個(gè)c），通過(guò)將磁芯磁截面積乘以可用于繞組的窗口面積而獲得，廣泛用于給定應(yīng)用的磁芯尺寸的初始估計(jì)。所需面積產(chǎn)品的粗略指示由下式給出

WaAc = [PO/（KΔBfsw）]4/3

其中 PO = 輸出功率 （W）

ΔB = 磁通密度擺動(dòng)（特斯拉）

fsw = 開關(guān)頻率

K = 繞組系數(shù)

估計(jì)適當(dāng)?shù)暮诵拇笮∩婕霸S多變量。內(nèi)核功率處理能力不隨面積積或內(nèi)核體積線性擴(kuò)展。較大的變壓器必須以較低的功率密度運(yùn)行，因?yàn)樯岬谋砻娣e不會(huì)與產(chǎn)生熱量的體積成比例地增加。大多數(shù)制造商不再提供面積產(chǎn)品信息，而是使用自己的方法來(lái)估計(jì)給定磁芯尺寸的功率處理能力。

由于交流損耗低，磁芯的形狀不是連續(xù)模式操作的重要考慮因素。對(duì)于非連續(xù)模式操作，繞組區(qū)域窗口選擇盡可能寬，以盡量減少交流繞組損耗。EC、ETD、EFD、LP 磁芯都是具有大寬窗口的 E-E 磁芯形狀。需要薄型的應(yīng)用可以從使用 EFD 內(nèi)核中受益。下表列出了適用于MAX2控制器（頻率范圍1856kHz至100kHz）的各種功率電平的合適鐵氧體磁芯類型（表500）。

表 2.變壓器結(jié)構(gòu)的鐵氧體磁芯選擇

表1中的規(guī)格表明，應(yīng)用1（四條服務(wù)線）需要23W的輸出功率，而另外兩個(gè)應(yīng)用（雙線）需要11W的輸出功率。四線應(yīng)用選擇 EFD20 內(nèi)核，17Vin 雙線應(yīng)用選擇 EFD12 內(nèi)核。5Vin 雙線應(yīng)用使用 EFD15 內(nèi)核。

決定反激式轉(zhuǎn)換器操作

下一步是確定反激式轉(zhuǎn)換器的工作模式，連續(xù)還是不連續(xù)。非連續(xù)模式需要較少的電感和更小的變壓器，但由于RMS電流較高，因此以較高的交流繞組損耗運(yùn)行，由于磁通擺幅較大，磁芯損耗較高。損耗越高，效率越低。連續(xù)模式操作中的較低損耗提供了更低的元件溫度和更高的輸出功率。不連續(xù)模式下較高的磁芯損耗可以減小兩種工作模式之間的變壓器尺寸差異。因此，不連續(xù)模式和連續(xù)模式之間的主要權(quán)衡是變壓器尺寸和效率之間的權(quán)衡。從系統(tǒng)的角度來(lái)看，連續(xù)模式操作提供的紋波電流較小，從而降低了對(duì)電容器的要求。不連續(xù)模式還會(huì)導(dǎo)致多個(gè)輸出電源的交叉調(diào)節(jié)較差。

關(guān)于連續(xù)模式的一些控制回路注釋在這里是有序的。傳統(tǒng)上，由于存在右半平面（RHP）零點(diǎn)和隨占空比移動(dòng)的復(fù)極對(duì)，連續(xù)模式環(huán)路分析被認(rèn)為更加困難。但是，MAX1856使用內(nèi)部補(bǔ)償，在所考慮的線路和負(fù)載組合上提供足夠的相位裕量。這使得MAX1856在連續(xù)工作模式下的穩(wěn)定性變得簡(jiǎn)單。

考慮到表1中討論的優(yōu)缺點(diǎn)以及輸出功率要求，選擇連續(xù)工作模式。

匝數(shù)比和占空比考慮因素

從理論上講，反激電路可以在任何匝數(shù)比下工作，無(wú)論V如何在和 V外.實(shí)際上，反激式換流變壓器的匝數(shù)比是一個(gè)重要的變量。它會(huì)影響與初級(jí)側(cè)和次級(jí)整流二極管相關(guān)的電流電平。MOSFET 漏極上由反射輸出電壓引起的電壓應(yīng)力由匝數(shù)比 N 決定。匝數(shù)比還決定了給定應(yīng)用的占空比。使用過(guò)寬的占空比來(lái)提供相等的平均電流會(huì)降低效率。非常窄的占空比會(huì)增加初級(jí)側(cè)的電流，從而提高初級(jí)繞組和MOSFET的工作溫度。因此，對(duì)于高壓輸出和/或多個(gè)次級(jí)側(cè)輸出，增加N是有利的。然而，使用高于6或8的匝數(shù)比是不切實(shí)際的，因?yàn)檫@可能需要來(lái)回為次級(jí)繞組使用多層繞組。第二層的末端直接在第一層的開頭上方。由于許多中間匝數(shù)上的交流電壓較大，這些層之間這種顯著的端端電容的影響被放大了。層數(shù)越多，電容越大，耦合越少，漏感就越高。在多個(gè)輸出的情況下，可能需要進(jìn)行一些迭代，以確保轉(zhuǎn)彎都是整數(shù)值。最低電壓的次級(jí)通常主導(dǎo)此過(guò)程，因?yàn)榉e分匝之間的跳躍會(huì)導(dǎo)致更大的百分比變化。

下面的公式1描述了給定輸出和輸入電壓規(guī)格的匝數(shù)比和占空比之間的關(guān)系。

|（VOUTx + VD）|/VIN = （N）[D/（1-D）] ------------等式（1）

其中

VOUTx = 輸出“x”處的輸出電壓，

VD = 次級(jí)整流器兩端的正向壓降

N = 匝數(shù)比（次級(jí)匝數(shù) （NS） 與初級(jí)匝數(shù) （NP） 之比）

D = 場(chǎng)效應(yīng)晶體管占空比

因此

|（VOUTx + VD）|/VIN， MIN = （N）[DMAX/（1-DMAX）] ------------eq.（1a）

和

|（VOUTx + VD）|/VIN， MAX = （N）[DMIN/（1-DMIN）] ------------eq.（1b）

再次參考表1，對(duì)于具有12V輸入電壓規(guī)格的四線和雙線應(yīng)用，選擇匝數(shù)比

VBAT2/VIN = 2 and VBAT1/VIN = 6.67

這導(dǎo)致標(biāo)稱輸入電壓下的占空比為 49%。

但是，對(duì)于表3中的應(yīng)用1（來(lái)自5V輸入的雙線），該策略導(dǎo)致V的匝數(shù)比為16蝙蝠1.如前所述，這是不切實(shí)際的。因此，選擇最大匝數(shù)比 8（對(duì)于 V蝙蝠1).假設(shè)兩個(gè)整流二極管兩端有1V壓降并用方程（1）代替，我們?cè)跇?biāo)稱輸入電壓下的占空比為67%。再次使用等式（1），我們得到2.5的匝數(shù)比，用于通話電池輸出（V蝙蝠2).

開關(guān)頻率

如前所述（請(qǐng)參閱“變壓器鐵芯選擇”），在兩個(gè)雙線應(yīng)用中使用 EFD15/17 磁芯。要使用 EFD11/1 獲得所需的 15W（表 17）輸出功率，請(qǐng)根據(jù)內(nèi)核制造商的數(shù)據(jù)手冊(cè)為應(yīng)用 330 選擇約 2kHz 的工作頻率，為應(yīng)用 500 選擇約 3kHz 的頻率。對(duì)于四線應(yīng)用（表 1 中的應(yīng)用 1），選擇 EFD20 作為內(nèi)核意味著最小開關(guān)頻率為 300kHz。在330kHz的開關(guān)頻率下，與表1中的雙線應(yīng)用2相比，四線應(yīng)用1的磁通擺幅要小得多。這是由于選擇了更大的核心尺寸。然而，較大的輸出功率也將導(dǎo)致四線應(yīng)用的直流電流分量更大。為了確保磁芯在最壞情況下不會(huì)飽和，我們可以通過(guò)增加開關(guān)頻率來(lái)進(jìn)一步減小磁通擺幅，并對(duì)相同的紋波電流使用較低的初級(jí)電感值。這意味著對(duì)同一磁芯使用更大的氣隙，這將有助于處理更高的直流電流組件。參見圖1和“MAX1856電流模式控制器-MAX1856開關(guān)頻率”一節(jié)，R4為100kΩ電阻，用于500kHz應(yīng)用，0.15MΩ用于330kHz應(yīng)用。

計(jì)算初級(jí)和次級(jí)匝數(shù)

一個(gè)好的起點(diǎn)是在初級(jí)1V/匝的基礎(chǔ)上工作?？紤]到表1中的輸入電壓規(guī)格，應(yīng)用5的輸入電壓規(guī)格為3圈（四舍五入到最接近的整數(shù)），前兩種應(yīng)用為11匝。由于四線應(yīng)用的磁通擺幅較小，因此初級(jí)端使用更激進(jìn)的1.25V/轉(zhuǎn)數(shù)。因此，對(duì)于1V±9%的輸入電壓規(guī)格，應(yīng)用12（四線）的匝數(shù)更改為10匝數(shù)（表1）。

通話電池所需的輸出電壓為-24V，振鈴器所需的輸出電壓為-80V。假設(shè)次級(jí)整流器兩端的壓降為1V和1.25V，則變壓器次級(jí)電壓分別為-25V和-81.25V。

對(duì)于第一個(gè)應(yīng)用（四線），使用伏秒方法，次級(jí)中的匝數(shù)為

NS1 = (25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 18.46 ≈ 18
NS2 = (81.25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 59.98 ≈ 60

對(duì)應(yīng)用2（雙線12V輸入）使用類似的方法，我們得到

NS1 = 25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 23.07
NS2 = 81.25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 74.76

請(qǐng)注意，使用伏秒方程獲得的匝數(shù)比與輸出和輸入之間的電壓比所期望的值大致相同（參見“匝數(shù)比和占空比注意事項(xiàng)”分別給出22和73的次級(jí)匝數(shù)）。

對(duì)于應(yīng)用3，匝數(shù)比不等于輸出電壓與輸入電壓之比。使用之前選擇的匝數(shù)比計(jì)算次級(jí)匝數(shù)。-12V輸出為5.24圈，-40V輸出為80圈。如果可能的話，避免半圈。因此，將應(yīng)用程序 6 的主匝數(shù)更改為 3。這導(dǎo)致在雙線15V輸入應(yīng)用中，-24V輸出為48圈，-80V輸出為5圈。

初級(jí)電感 LP

電感 LP現(xiàn)在可以從總輸出功率 P 計(jì)算O、效率η、峰值輸入電流 IP，pk，開關(guān)頻率f西 南部和 LIR 是輸入紋波電流 （ΔIP） 至輸入平均電流比 （IP，平均).

平均輸入電流由

IP，avg = [PO/（η × VIN， min）] -----------等式（2）

其中
VIN， 最小值 = 最小輸入電壓
η = 效率
PO = 所需的總輸出功率

因此，峰值輸入電流為

IP，pk = 2 × IP，avg/[（2-KR） × DMAX] -----------等式（3）

其中
DMAX = 最大占空比
KR = 紋波電流與峰值電流之比

這給出了紋波電流

ΔIP = 2 × [IP，pk - （IP，avg/DMAX）] ------------等式（4）

現(xiàn)在我們可以將初級(jí)電感計(jì)算為

LP = [（VIN， min × DMAX）/ （ΔIP × fsw）] -----------等式（5）

間隙尺寸決定了給定磁芯每匝可達(dá)到的電感。預(yù)間隙鐵氧體磁芯或分布間隙金屬磁芯的制造商通常聲明電感因數(shù)AL以納米亨利每平方匝表示。下面的公式（6）提供了一種方便的方法，用于計(jì)算給定匝數(shù)內(nèi)現(xiàn)有氣隙磁芯的電感。

AL = LP/NP2 -------------eq.(6)

在實(shí)踐中發(fā)現(xiàn)，0.4的LIR比是一個(gè)不錯(cuò)的選擇，具有良好的核心利用率和合理的整體效率。選擇此值作為計(jì)算初級(jí)電流的起點(diǎn)。

使用方程（1）到等式（5），并假設(shè)四線應(yīng)用的效率為70%，得到IP，平均/D.MAX= 5.74， δiP= 2.3A，IP，pk= 6.89A，初級(jí)電感LP= 4.98μH 標(biāo)稱值和檢測(cè)電阻 R1 = 14.5mΩ。設(shè)計(jì)的變壓器具有初級(jí)電感LP= 4μH （±20% 容差），因此 R1 = 13mΩ。

假設(shè)應(yīng)用80（雙線）的較低輸出功率的效率為2%，并使用類似的方法得到LP= 18μH，使用R1 = 34.7mΩ。根據(jù)實(shí)際變壓器參數(shù)測(cè)得，電感LP= 16.7μH，因此使用R1 = 33mΩ。

對(duì)于應(yīng)用程序 3，我們得到 IP，平均/D.MAX= 4.43 和 ΔIP= 1.48A。使用等式（4）和等式（5）的初級(jí)峰值電流IP，pk為 5.17A 和電感 LP標(biāo)稱值為 4.2μH。檢測(cè)電阻R1應(yīng)為（100mV/5.17A）=19.3mΩ。

電感值越低，紋波電流越大，而電感值越大，紋波電流越小。從系統(tǒng)角度來(lái)看，由于輸出電容要求降低，輕負(fù)載時(shí)連續(xù)電流操作，因此需要小電感紋波電流。然而，由于電流檢測(cè)電路的斜率較淺，因此可能導(dǎo)致由隨機(jī)或同步噪聲引起的脈沖寬度抖動(dòng)。增加斜率補(bǔ)償將導(dǎo)致更穩(wěn)定的操作，特別是對(duì)于大于50%的占空比（如應(yīng)用3中的情況）。如前所述（參見“MAX1856電流模式控制器——MAX1856中的斜率補(bǔ)償”），根據(jù)占空比和開關(guān)頻率，MAX1856內(nèi)部增加固定量的斜率補(bǔ)償。在峰值電流檢測(cè)模式下，平均電流會(huì)隨占空比和輸入電壓而變化。增加相當(dāng)于下斜電流一半的斜率補(bǔ)償，迫使平均電感電流跟隨誤差電壓，從而實(shí)現(xiàn)理想的電流模式控制。增加一個(gè)大得多的斜率補(bǔ)償斜坡會(huì)使控制器的行為不太像理想的電流模式控制器，而更像是電壓模式控制器。選擇電感值，使斜率補(bǔ)償為次級(jí)電流下斜率使用的0.5倍（使用任何次級(jí)輸出）

LP = [(0.9 × DMAX)/ (42mV × fsw)] × (VOUTx + VD) × (1/N) × R1 × 0.5 ------eq.(7)

對(duì)于應(yīng)用3的示例，這表明標(biāo)稱開關(guān)頻率和R2 = 85mΩ時(shí)的值為1.19μH。應(yīng)用3中的占空比遠(yuǎn)大于50%，適量的斜率補(bǔ)償將穩(wěn)定波形。選擇一個(gè)由方程（7）估計(jì)的值。所用變壓器的變壓器初級(jí)電感為2μH。 選擇R1 = 12mΩ。

變壓器繞組和放置

初級(jí)導(dǎo)線尺寸是根據(jù)可用的繞組寬度和匝數(shù)計(jì)算的。目的是使繞組覆蓋線軸BW的整個(gè)寬度一個(gè)因?yàn)檫@將提供最佳的耦合。使用變壓器導(dǎo)線表（表3）查找外徑（包括絕緣）外徑的導(dǎo)線P= BW一個(gè)/ NP.對(duì)應(yīng)于每個(gè)線規(guī)，有一個(gè)以圓形密耳 （CM） 指定的裸導(dǎo)體面積的度量。接下來(lái)計(jì)算繞組的載流能力，指定為每安培圓形密耳 （CMAP） 其中 CMAP= CMP/我職業(yè)安全管理系統(tǒng)和我職業(yè)安全管理系統(tǒng)是主要電流均方根值。

表 3.變壓器線表

變壓器初級(jí)電流I的均方根值職業(yè)安全管理系統(tǒng)由（見圖3)

IPrms = {D[IPpk × IPm + (1/3) (IPpk - IPm)2]}0.5

圖3.連續(xù)模式初級(jí)電流波形。

The CMAP計(jì)算應(yīng)在 200 到 500 范圍內(nèi)。在 500 以上，電線在容量方面未得到充分利用。電流擁擠發(fā)生在表面附近，特別是在高頻（即“趨膚效應(yīng)”）下，并減少導(dǎo)線中的有效載流面積。使用多絲繞組實(shí)現(xiàn)相同的 CMAP.不要簡(jiǎn)單地捆綁電線或?qū)⑺鼈兣ぴ谝黄?。在一個(gè)繞組中平行導(dǎo)體，并在繞組時(shí)將它們一起旋轉(zhuǎn)?？赡苄枰詢?yōu)化繞組中的導(dǎo)線尺寸和股數(shù)。低于200表示電流密度過(guò)高。這可以通過(guò)使用更大的磁芯尺寸或使用多層串聯(lián)來(lái)克服。

使用多層時(shí)應(yīng)格外小心。如果導(dǎo)體厚度大于集膚深度，則導(dǎo)線的交流電阻與其直流電阻相比增加，I2R損耗隨層數(shù)呈指數(shù)增長(zhǎng)。導(dǎo)體厚度應(yīng)足夠小，以使磁場(chǎng)完全穿透導(dǎo)體，以便抵消內(nèi)層表面的任何相反電流。分體繞組技術(shù)可用于初級(jí)，其中初級(jí)的第一層是最內(nèi)層，第二層纏繞為次級(jí)纏繞后的最外層。這減少了漏感，但需要線軸上的備用引腳以允許中心點(diǎn)的端接。

現(xiàn)在計(jì)算次級(jí)繞組的導(dǎo)線尺寸。對(duì)于多個(gè)輸出電源，計(jì)算出的峰值次級(jí)電流應(yīng)與該繞組的功率輸出相匹配。這可確保輔助線規(guī)永遠(yuǎn)不會(huì)過(guò)大。次級(jí)電流波形與初級(jí)電流波形相似，只是電流斜率為負(fù)。計(jì)算峰值次級(jí)電流使用

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中POx是正在計(jì)算的繞組的輸出功率，PO是總輸出功率。均方根次級(jí)電流由下式給出

ISrmsx = {D[ISpkx × ISmx + (1/3) (ISpkx - ISmx)2]}0.5

以上假設(shè)每個(gè)輸出都有單獨(dú)的繞組。如果繞組位于初級(jí)和次級(jí)之間的高交流磁場(chǎng)強(qiáng)度區(qū)域，則在承載很少或沒(méi)有電流的繞組中可能會(huì)出現(xiàn)高交流損耗。這種性質(zhì)的情況包括多個(gè)輸出電源中的輕負(fù)載或輕負(fù)載次級(jí)。在這里討論的SLIC應(yīng)用中，這是一種非?？赡艿那闆r，其中振鈴器電源滿載而通話電池電源沒(méi)有負(fù)載，反之亦然。使用堆疊繞組來(lái)減少這些無(wú)源繞組損耗（圖 4）。S2 必須承載自己的電流，但 S1 必須承載 S1 和 S2 的總電流?？紤]到這一點(diǎn)，次級(jí)電流計(jì)算現(xiàn)在變?yōu)?/p>

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中 ΣP牛是繞組的總功率（S2 保持不變，但 S1 不同）。均方根次級(jí)電流方程相同。匹配初級(jí)和次級(jí)的電流容量，并將次級(jí)導(dǎo)線尺寸計(jì)算為 CMS = CMAP× ISrmsx.

圖4.變壓器次級(jí)的堆疊繞組。

對(duì)于多個(gè)次級(jí)繞組，應(yīng)對(duì)繞組進(jìn)行排序，使最高功率的次級(jí)繞組最接近初級(jí)繞組。對(duì)于本文討論的雙輸出電源，P-S2-S1-P的交錯(cuò)繞組序列（P分別指初級(jí)繞組，S指次級(jí)繞組），從最內(nèi)層繞組到最外層繞組，在兩個(gè)次級(jí)繞組之間以及初級(jí)繞組和每個(gè)次級(jí)繞組之間產(chǎn)生最佳耦合。在這種情況下，多個(gè)主層也可以并聯(lián)。磁場(chǎng)在兩個(gè)繞組部分之間平均分配，以最小化存儲(chǔ)的能量，并實(shí)現(xiàn)最小的I2R損耗。當(dāng)并聯(lián)路徑之間的電流分配相等時(shí)，并聯(lián)成功，從而產(chǎn)生最少的存儲(chǔ)能量。

三個(gè)變壓器（用于三種應(yīng)用）的導(dǎo)線尺寸使用上述程序計(jì)算。由于這是一個(gè)迭代過(guò)程，最終結(jié)果如表4所示。先前計(jì)算的初級(jí)電感值、匝數(shù)等。也在同一表中顯示，以呈現(xiàn)最終變壓器設(shè)計(jì)的完整圖片。用于這些變壓器的線軸每個(gè)有 12 個(gè)引腳。另請(qǐng)參閱圖4和表4，以全面了解變壓器結(jié)構(gòu)。

如前所述，纏繞順序是（從最內(nèi)層到最外層），即;主要、次要 （S2）、次要 （S1） 和主要。這提供了最小的漏感和最佳的交叉調(diào)節(jié)。采用堆疊繞組結(jié)構(gòu)，其中 S1 和 S2 組合（從引腳 4 到引腳 7）產(chǎn)生 V蝙蝠1-80V 的輸出電壓用于振鈴器，僅 S1（引腳 6 至 7）產(chǎn)生通話電池 V蝙蝠2輸出為-24V。請(qǐng)注意，參見圖4，次級(jí)繞組S2由兩層組成（引腳4-9和引腳5-8）。這樣做是為了反映這些應(yīng)用中使用的實(shí)際DT磁變壓器的結(jié)構(gòu)。因此，變壓器允許在仍然使用相同的變壓器的同時(shí)為振鈴器分接不同的輸出電壓（-48V）。引腳 1、2 至 12、11 構(gòu)成初級(jí)繞組。該表還提到了這些應(yīng)用中實(shí)際使用的相應(yīng)DT磁變壓器零件號(hào)。

表 4.專為SLIC應(yīng)用設(shè)計(jì)的變壓器參數(shù)

結(jié)論

現(xiàn)在，這三種應(yīng)用的最大負(fù)載下的效率（表5）和交叉調(diào)節(jié)（表6）數(shù)據(jù)作為所討論設(shè)計(jì)概念的證明。

表 5.三個(gè)應(yīng)用電路的效率數(shù)據(jù)

表 6.標(biāo)稱輸入電壓下的交叉調(diào)節(jié)數(shù)據(jù)

很環(huán)保局：郭婷s