直流到直流降壓轉(zhuǎn)換器教程和圖表

開關電源提供比傳統(tǒng)線性電源更高的效率。它們可以升壓、降壓和反轉(zhuǎn)。某些設計可以將輸出電壓與輸入隔離。本文概述了 DC-DC 轉(zhuǎn)換中使用的不同類型的開關穩(wěn)壓器。它還回顧和比較了這些轉(zhuǎn)換器的各種控制技術。

介紹

電源開關是實用開關穩(wěn)壓器的關鍵。在垂直金屬氧化物半導體（VMOS）電源開關發(fā)明之前，開關電源通常不實用。

電感器的主要功能是限制通過電源開關的電流壓擺率。該動作限制了僅受開關電阻限制的高峰值電流。在開關穩(wěn)壓器中使用電感器的主要優(yōu)點是電感器存儲能量。該能量可以用焦耳表示為電流的函數(shù)，下式：

E = 1/2 × L × I2

線性穩(wěn)壓器使用電阻壓降來調(diào)節(jié)電壓，以熱量的形式損失功率（電壓降乘以電流）。開關穩(wěn)壓器的電感確實具有壓降和相關電流，但電流與電壓異相90度。因此，能量被存儲起來，并且可以在開關周期的放電階段回收。這導致更高的效率和更少的熱量。

什么是開關穩(wěn)壓器？

開關穩(wěn)壓器是使用電源開關、電感器和二極管將能量從輸入傳輸?shù)捷敵龅碾娐贰?/p>

開關電路的基本元件可以重新排列，形成降壓轉(zhuǎn)換器、升壓轉(zhuǎn)換器或逆變器（反激式）。這些設計分別如圖1、2、3和4所示，其中圖3和圖4除變壓器和二極管極性外相同。反饋和控制電路可以小心地嵌套在這些電路周圍，以調(diào)節(jié)能量傳輸并在正常工作條件下保持恒定的輸出。

圖1.降壓轉(zhuǎn)換器拓撲。

圖2.簡單的升壓轉(zhuǎn)換器。

圖3.反轉(zhuǎn)拓撲。

圖4.變壓器反激式拓撲。

為什么使用開關穩(wěn)壓器？

與線性穩(wěn)壓器相比，開關穩(wěn)壓器具有三個主要優(yōu)勢。首先，開關效率可以好得多。其次，由于傳輸過程中的能量損失較少，因此需要更小的組件和更少的熱管理。第三，電感器在開關穩(wěn)壓器中存儲的能量可以轉(zhuǎn)換為大于輸入（升壓）、負（逆變器）的輸出電壓，甚至可以通過變壓器傳輸，以提供相對于輸入的電氣隔離（圖 4）。

鑒于開關穩(wěn)壓器的優(yōu)勢，人們可能想知道線性穩(wěn)壓器可以在哪里使用？線性穩(wěn)壓器提供更低的噪聲和更高的帶寬;它們的簡單性有時可以提供更便宜的解決方案。

誠然，開關穩(wěn)壓器存在缺點。它們可能很嘈雜，需要以控制回路的形式進行能量管理。幸運的是，這些控制問題的解決方案集成在現(xiàn)代開關模式控制器芯片中。

充電階段

基本升壓配置如圖5所示。假設開關長時間開路，二極管兩端的壓降為負，則電容器兩端的電壓等于輸入電壓。當開關閉合時，輸入電壓，+V在，在電感兩端施加，二極管阻止電容器放電+V外接地。由于輸入電壓為直流，流經(jīng)電感的電流隨時間線性上升，速率與輸入電壓除以電感成正比。

圖5.充電階段：當開關閉合時，電流通過電感器斜坡上升。

放電階段

圖6顯示了放電階段。當開關再次斷開時，電感電流繼續(xù)流入整流二極管，為輸出充電。隨著輸出電壓的上升，電流的斜率di/dt，盡管電感反轉(zhuǎn)。輸出電壓上升，直到達到平衡或：

VL= L × di/dt

換句話說，電感電壓越高，電感電流下降得越快。

圖6.放電階段：當開關斷開時，電流通過整流二極管流向負載。

在穩(wěn)態(tài)工作條件下，電感器在整個開關周期內(nèi)的平均電壓為零。這意味著通過電感器的平均電流也處于穩(wěn)定狀態(tài)。這是管理所有基于電感的開關拓撲的重要規(guī)則。更進一步，我們可以確定在給定的充電時間內(nèi)，t上，并且給定的輸入電壓和電路處于平衡狀態(tài)，存在特定的放電時間t關閉，用于輸出電壓。由于穩(wěn)態(tài)下的平均電感電壓必須等于零，因此我們可以計算升壓電路：

VIN × tON = tOFF × VL
因為：

VOUT = VIN + VL
然后我們可以建立關系：

VOUT = VIN × （1 + tON/tOFF）
使用占空比 （D） 的關系：

tON/（tON + tOFF） = D
然后對于升壓電路：

VOUT = VIN/（1-D）
對于降壓電路，可以進行類似的推導：

VOUT = VIN × D
對于逆變電路（反激式）：

VOUT = 輸入電壓 × 深/（1-D）

控制技術

從升壓、降壓和反激（反激）的推導可以看出，改變占空比可以控制穩(wěn)態(tài)輸出相對于輸入電壓。這是管理所有基于電感的開關電路的關鍵概念。

電壓模式脈寬調(diào)制

最常見的控制方法（如圖7所示）是脈寬調(diào)制（PWM）。該方法取輸出電壓樣本，并從基準電壓中減去該樣本，以建立小誤差信號（V錯誤).將該誤差信號與振蕩器斜坡信號進行比較。比較器輸出一個數(shù)字輸出（PWM），用于操作電源開關。當電路輸出電壓發(fā)生變化時，V錯誤也會發(fā)生變化，從而導致比較器閾值發(fā)生變化。因此，輸出脈沖寬度（PWM）也會發(fā)生變化。然后，該占空比變化移動輸出電壓，將誤差信號降至零，從而完成控制環(huán)路。

圖7.變化的誤差信號產(chǎn)生脈寬調(diào)制開關信號。

圖8所示為采用MAX1932升壓拓撲結構的實用電路。該IC是一個集成控制器，帶有板載可編程數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）。DAC通過串行鏈路以數(shù)字方式設置輸出電壓。R5和R8形成一個分壓器，用于計量輸出電壓。當DAC電壓與基準電壓（6.1V）相同時，R25實際上不在電路中。這是因為R6兩端的電壓為零，因此電流為零。當DAC輸出為零（地）時，R6與R8有效并聯(lián)。這兩個條件分別對應于40V和90V的最小和最大輸出調(diào)整范圍。

圖8.MAX1932提供帶電壓模式控制的集成升壓電路。

接下來，從內(nèi)部1.25V基準中減去分壓器信號，然后放大。然后，該誤差信號作為電流源輸出到引腳8上。這與差分輸入對一起構成跨導放大器。之所以采用這種布置，是因為誤差放大器的輸出是高阻抗（電流源），允許通過改變R7和C4來調(diào)節(jié)電路的增益。這種布置還提供了調(diào)整環(huán)路增益以獲得可接受的穩(wěn)定性裕量的能力。然后，引腳8上的誤差信號被轉(zhuǎn)發(fā)到比較器并輸出以驅(qū)動電源開關。R1是一個檢流電阻器，用于測量輸出電流。當電流高得令人無法接受時，PWM電路關斷，從而保護電路。

圖7和圖8中的開關類型（拓撲）被歸類為電壓模式控制器（VMC），因為反饋調(diào)節(jié)輸出電壓。為了進行分析，我們可以假設如果環(huán)路增益是無限大的，則理想電壓源的輸出阻抗為零。

電流模式脈寬調(diào)制

另一種常用的控制類型是電流模式控制（CMC）。該方法調(diào)節(jié)輸出電流，在無限環(huán)路增益下，輸出為高阻抗源。在CMC中，電流環(huán)路嵌套在較慢的電壓環(huán)路中，如圖9所示;斜坡由電感電流的斜率產(chǎn)生，并與誤差信號進行比較。因此，當輸出電壓下降時，CMC為負載提供更多電流。CMC的優(yōu)點是能夠管理電感電流。在VMC中，電感電流不計量。這成為一個問題，因為電感器與輸出濾波電容器一起形成諧振電路，諧振電路可能會振鈴甚至引起振蕩。電流模式控制檢測電感電流以校正不一致。雖然很難實現(xiàn)，但精心挑選的補償元件可以有效地抵消VCM中的這種諧振。

圖 9.電流模式脈寬調(diào)制。

負載點 （POL） 升壓穩(wěn)壓器

圖10中的電路采用CMC和MAX668控制器。該升壓電路與圖7和圖8類似，不同之處在于R1檢測CMC的電感電流。R1和一些內(nèi)部比較器提供電流限值。R5與C9一起濾除檢測電阻上的開關噪聲，以防止誤觸發(fā)電流限值。MAX668的內(nèi)部限流門限是固定的;改變電阻R1可調(diào)整限流設置。電阻R2設置工作頻率。MAX668為多功能集成電路，可提供寬范圍的DC-DC轉(zhuǎn)換。

MAX668的外部元件具有高額定電壓，為大功率應用提供了更大的靈活性。

圖 10.MAX668用于電流模式控制的升壓電路。

對于低輸入電壓、需要較低功率的便攜式應用，推薦使用MAX1760和MAX8627 （輸出電流1A）。后一種器件使用內(nèi)部FET，并通過使用FET的電阻來測量電感電流來檢測電流（無需檢測電阻）。

毫微功耗升壓轉(zhuǎn)換器

升壓轉(zhuǎn)換器廣泛用于消費電子產(chǎn)品，以提高和穩(wěn)定鋰離子電池在負載下的下垂電壓。物聯(lián)網(wǎng)（IoT）是一個新的且不斷增長的消費市場，這是一個基于“云”的無線互連設備網(wǎng)絡，通常包括音頻，視頻，智能家居和可穿戴應用。物聯(lián)網(wǎng)趨勢與綠色能源（減少電力浪費和轉(zhuǎn)向可再生能源形式的驅(qū)動力）相結合，要求小型設備長時間自主運行，同時消耗很少的電力。MAX17222毫微功耗同步升壓轉(zhuǎn)換器符合要求。MAX17222提供400mV至5.5V輸入范圍、0.5A峰值電感電流限值和輸出電壓，可通過單個標準1%電阻選擇。新穎的真關機?模式產(chǎn)生的漏電流在納安范圍內(nèi)，使其成為真正的毫微功耗器件！

圖11給出了MAX17222在關斷和靜態(tài)電流方面的基本要素。

圖 11.MAX17222關斷和靜態(tài)電流

真關斷功能將輸出與輸入斷開，無正向或反向電流，從而產(chǎn)生非常低的漏電流。輸入靜態(tài)電流（I秦MAX17222為0.5nA （啟動后使能開路）和輸出靜態(tài)電流（I庫特） 為 300nA。

降壓穩(wěn)壓器

圖12顯示了Maxim快速PWM?架構的簡化版本。為了分析該降壓電路，我們從低于基準電壓源定義的調(diào)節(jié)閾值的反饋信號開始。如果沒有正向電流故障，則上計算DH導通時間的一次性定時器與DH一起立即打開。這 t上計算基于輸出電壓除以輸入，輸入近似于維持由常數(shù)K定義的固定開關頻率所需的導通時間。一旦 t上一次性定時器已過期，DH 已關閉，DL 已打開。然后，如果電壓仍低于調(diào)節(jié)閾值，DH會立即重新開啟。這允許電感電流快速上升以滿足負載要求。一旦達到與負載的平衡，平均電感電壓必須為零。因此，我們計算：

圖 12.Maxim快速PWM控制的簡化框圖。

tON × （VIN - VOUT） = tOFF × VOUT
重新 排列：

VOUT/（VIN - VOUT） = 開/關
在兩邊加 1 并收集術語：

VOUT/VIN = tON/（tON + tOFF）
因為占空比為 D：

tON/（tON + tOFF） = D
對于降壓電路：

D = 輸出電壓/輸入電壓

與PWM相比，Maxim專有的Quick-PWM控制方法具有一定的優(yōu)勢。當輸出電壓降至穩(wěn)壓門限以下時，快速PWM控制會產(chǎn)生一個新的周期。因此，重瞬變迫使輸出下降，立即觸發(fā)新的導通周期。此操作會導致 100ns 負載階躍響應。同樣需要注意的是，與圖1中的降壓電路不同，圖12使用MOSFET （Q2）代替二極管作為放電路徑。這種設計降低了與二極管壓降相關的損耗;MOSFET 溝道的導通電阻兼作電流檢測。由于需要輸出電壓紋波來激勵電路開關，因此需要具有一定ESR的輸出濾波電容器來保持穩(wěn)定性。Quick-PWM架構還可以通過將輸入電壓信號直接饋送到導通時間計算器來快速響應線路輸入變化。其他方法必須等待輸出電壓下降或飆升后再采取行動，而這通常為時已晚。

DDR 內(nèi)存電源降壓控制器

快速PWM的實際應用如圖13所示。MAX8632為集成DDR存儲器電源。除快速PWM降壓電路（VDDQ）外，MAX8632還集成了高速線性穩(wěn)壓器（VTT），用于管理DDR存儲器系統(tǒng)中的總線瞬變。與開關穩(wěn)壓器相比，線性穩(wěn)壓器具有特定的優(yōu)勢：線性穩(wěn)壓器沒有用于限制電流壓擺率的電感器，因此非?？斓碾娏鲏簲[率可以為負載瞬變提供服務。較慢的電路需要大電容器來提供負載電流，直到電源可以增加電流以服務于負載。

圖 13.MAX8632采用Maxim的Quick-PWM架構和線性穩(wěn)壓器，提供完整的DDR電源系統(tǒng)。該器件可用作主 GPU 或標準內(nèi)核邏輯電源。

效率

開關穩(wěn)壓器最大的功率損耗因素之一是整流二極管。功耗只是正向壓降乘以流過它的電流。硅二極管的反向恢復也會產(chǎn)生損耗。這些功率損耗會降低整體效率，需要散熱器或風扇形式的熱管理。

為了將這種損耗降至最低，開關穩(wěn)壓器可以使用具有相對較低的正向壓降和良好反向恢復的肖特基二極管。但是，為了獲得最大效率，您可以使用MOSFET開關代替二極管。這種設計被稱為“同步整流器”（見圖12、13和14）。當主開關閉合時，同步整流開關斷開，反之亦然。為防止交叉?zhèn)鲗В敳亢偷撞块_關同時導通），開關方案必須先開后合。因此，在主開關打開和同步整流開關閉合之間的間隔內(nèi)（死區(qū)時間），仍然需要二極管導通。當MOSFET用作同步開關時，電流通常反向流動（源極到漏極），這允許集成體二極管在死區(qū)時間內(nèi)傳導電流。當同步整流器開關閉合時，電流流過MOSFET溝道。由于功率MOSFET的溝道電阻非常低，整流二極管的標準正向壓降可以降低到幾毫伏。同步整流可以提供遠高于90%的效率。

圖 14.降壓電路的同步整流。請注意集成的 MOSFET 體二極管。

跳頻模式提高了輕負載效率

許多現(xiàn)代開關控制器提供的一項功能是跳頻模式。跳頻模式允許穩(wěn)壓器在不需要時跳躍周期，從而大大提高了輕負載下的效率。對于帶有整流二極管的標準降壓電路（圖1），不啟動新周期只會使電感電流或電感能量放電至零。此時，二極管阻止任何反向電感電流，電感兩端的電壓變?yōu)榱?。這稱為“不連續(xù)模式”，如圖 15 所示。在跳頻模式下，當輸出電壓降至調(diào)節(jié)門限以下時，將啟動一個新的周期。在跳頻模式和不連續(xù)操作時，開關頻率與負載電流成正比。不幸的是，同步整流器的情況要復雜一些。這是因為如果柵極保持導通，電感電流可能會在 MOSFET 開關中反轉(zhuǎn)。MAX8632集成了一個比較器，當流過電感的電流反轉(zhuǎn)并打開開關時，該比較器允許MOSFET的體二極管阻斷反向電流。

圖 15.在不連續(xù)模式下，電感完全放電，然后電感電壓為零。

圖16顯示，跳躍模式提高了輕負載效率，但代價是噪聲，因為開關頻率不是固定的。強制PWM控制技術保持恒定的開關頻率，并隨著操作參數(shù)的變化而改變充電周期與放電周期的比率。由于開關頻率是固定的，噪聲頻譜相對較窄，因此允許簡單的低通或陷波濾波器技術大大降低峰峰值紋波電壓。由于噪聲可以放置在靈敏度較低的頻段中，因此PWM在電信和其他關注噪聲干擾的應用中很受歡迎。

圖 16.帶和不帶跳躍模式的效率。

高功率負載點降壓轉(zhuǎn)換器

MOSFET功率開關現(xiàn)在與控制器集成在一起，形成單芯片方案，如圖1945所示的MAX17電路。該芯片的底部有一個金屬塊，可帶走芯片的熱量，因此 28 引腳 TSSOP 封裝可以耗散超過 1W 的功率，從而使電路能夠為其負載提供超過 10W 的功率。采用 1MHz 開關頻率時，輸出電感和濾波電容器的尺寸可以減小，從而進一步節(jié)省寶貴的空間和元件數(shù)量。隨著MOSFET功率開關技術的不斷改進，開關模式性能也將隨之提高，從而進一步降低成本、尺寸和熱管理問題。

圖 17.MAX1945為6A內(nèi)部開關器件，器件數(shù)量少，占位面積小，節(jié)省電路板空間。

低功耗POL降壓轉(zhuǎn)換器

MAX1836/MAX1837高效降壓轉(zhuǎn)換器采用高達3V的電源電壓提供預設的3.5V或24V輸出電壓。利用外部反饋電阻器，輸出電壓可在 1.25V 至 VIN 范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。內(nèi)部限流開關MOSFET可提供高達125mA （MAX1836）或250mA （MAX1837）的負載電流。獨特的限流控制方案可在高達 100% 的占空比下工作，最大限度地降低了壓差電壓 （120mA 時為 100mV）。此外，該控制方案將輕負載下的電源電流減小至 12μA。 高開關頻率允許使用纖巧的表面貼裝電感器和輸出電容器。MAX1836/MAX1837降壓轉(zhuǎn)換器具有內(nèi)部開關MOSFET，采用6引腳SOT23和3mm x 3mm TDFN封裝，非常適合低成本、低功耗、空間敏感型應用。

毫微功耗降壓轉(zhuǎn)換器

MAX3864xA/B是毫微功耗系列超低330nA靜態(tài)電流降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器，工作在1.8V至5.5V輸入電壓，支持高達175mA、350mA、700mA的負載電流，峰值效率高達96%。在停機模式中，只有 5nA 的關斷電流。這些器件在整個負載范圍內(nèi)提供超低靜態(tài)電流、小總解決方案尺寸和高效率。MAX3864xA/B非常適合電池壽命較長的電池應用。MAX3864xA/B系列采用獨特的控制方案，在寬輸出電流范圍內(nèi)提供超低靜態(tài)電流和高效率。MAX3864xA/B器件采用節(jié)省空間的1.42mm x 0.89mm 6引腳晶圓級封裝（WLP）（2x 3凸塊，0.4mm間距）以及2mm x 2mm、6引腳μDFN封裝。

總結

雖然開關技術更難實現(xiàn)，但在各種便攜式和固定式設計中，開關電路幾乎完全取代了線性電源。這是因為開關電路提供了更高的效率、更小的元件和更少的熱管理問題。

審核編輯：郭婷