智能固態(tài)保險絲治愈升壓轉(zhuǎn)換器弊病

大多數(shù)基于電感的異步升壓轉(zhuǎn)換器（升壓開關(guān)類型）在電源和負載之間都存在直流電流路徑（圖 1）。這條路徑可能會產(chǎn)生兩個不良后果：首先，如果接地輸出或其他過載消耗大量輸出電流超過幾百毫秒，則箝位二極管（通常是肖特基型）會散發(fā)出所有真正的黑客都熟悉的熔融硅和灌封化合物的混合香氣。其次，如果由于任何原因（例如故意關(guān)斷）禁用開關(guān)動作，則負載電壓僅比電源電壓低一個二極管壓降。如果該殘余電壓超出負載電路的預期穩(wěn)態(tài)工作范圍，則結(jié)果可能是不確定的電路行為。

圖1.電流從源極流向負載的直接路徑問題是升壓轉(zhuǎn)換器拓撲固有的問題。

對于采用單片電流模式控制器和高邊電流檢測的相對較低的輸出電流應用（<5A），這兩個問題都能得到巧妙解決。這些電路用同步開關(guān)晶體管代替箝位二極管，可通過關(guān)斷或移除輸入電源來禁用該晶體管。禁用該內(nèi)部晶體管或在關(guān)斷期間將其關(guān)閉會消除直流電流的路徑。然后，負載出現(xiàn)必要的高阻抗斷開。當不處于關(guān)斷狀態(tài)時，電路的逐周期電流檢測機制（使用內(nèi)部高端電流檢測電阻）可防止內(nèi)部電流過載造成的災難性熔毀。最后，熱過載保護提供了一個安全的工作區(qū)域（SAO）。

對于輸出電流較高的應用，其定價使得單片器件無法實現(xiàn)同步開關(guān)，負載斷開功能需要在控制器芯片外部使用高邊開關(guān)。使用高端檢流電阻和同步開關(guān)晶體管的分立電流模式拓撲是可能的，但這種方法存在PC板寄生效應和布局依賴性，特別是在高開關(guān)頻率下。其結(jié)果是設(shè)計相對復雜，特別是當系統(tǒng)限制要求低輸入電壓（<3.6V）時。

在較高峰值電感電流 （>5A） 水平下，同步、高端外部開關(guān)變得可行，但在本文討論的更適中的電感電流水平 （~1.5A 至 5A） 下，成本和復雜性會壓倒熱量和效率考慮因素。簡單的箝位二極管也是最理想的解決方案。挑戰(zhàn)在于實現(xiàn)所需的負載斷開，同時保留使用不起眼的箝位二極管和樸素的升壓拓撲。

圖2給出了一個簡單而智能的解決方案，其中MAX668控制器說明了從低輸入電壓升壓的苛刻任務。該電流模式升壓控制器驅(qū)動一個邏輯電平n溝道增強型MOSFET（配置在低端），并與一個低端檢流電阻串聯(lián);圖 2 中未顯示這兩種情況。相反，該電路和MAX668表示為一個模塊，以避免負載連接/斷開功能混亂。高邊開關(guān)是肖特基箝位二極管，因其低正向壓降（現(xiàn)為標準配置）而被選中。簡單的升壓拓撲保持不變。該應用將 3.3V 升壓至 5V，并提供高達 3A 的負載電流。MAX668僅從3V或更高電壓升壓，但MAX669可以接受低至1.8V的輸入。

圖2.這款帶負載斷開功能的升壓轉(zhuǎn)換器說明了最低成本配置。

實現(xiàn)智能負載斷開的關(guān)鍵要素是p溝道增強模式MOSFET Q1。如圖所示，系統(tǒng)可以啟用該升壓電路（/ON）或關(guān)斷（OFF）。關(guān)斷期間D1導通，MAX3L電源端產(chǎn)生3.810V負23個二極管壓降。（這款微型上電復位器件采用 SOT3-24 封裝，吸收約 1μA 靜態(tài)電流，并保證在 810V 下工作。在這種情況下，MAX4L輸出為高電平，因為其標稱復位門限為65.1V，迫使Q<>關(guān)斷并斷開負載與主電源的連接。

MAX668反饋電阻設(shè)置為在器件退出關(guān)斷狀態(tài)時產(chǎn)生5V輸出。當上升輸出超過MAX810L輸入門限時，內(nèi)部單觸發(fā)導通約240ms。在此超時周期過后，MAX810輸出變?yōu)榈碗娖剑_啟Q1。

當Q1導通時，MAX810持續(xù)監(jiān)測電源線的過載電流。過載導致輸出驟降至MAX810的內(nèi)部門限電壓以下，使其輸出在標稱20微秒延遲時變?yōu)楦唠娖剑P(guān)斷Q1并斷開負載。不久之后，MAX668升壓動作使MAX810輸入電壓升至門限以上。超時后，MAX810自動重新連接負載。此循環(huán)重復，直到消除過多負載或禁用升壓電路。因此，Q1和MAX810充當智能固態(tài)開關(guān)。

MAX810 （微功耗器件）具有相當輕柔的推挽輸出級。它類似于供應電流時的~6KΩ電阻和吸收電流時的~125Ω電阻。當器件關(guān)閉或打開時，這些電阻會通過作用于Q1的米勒電容和相關(guān)Cgs來減慢速度。大調(diào)整管的相關(guān)RC時間常數(shù)為~0.6μs，假設(shè)總有效電容為5000pF，作用于MAX810的125Ω灌電流級。因此，全電壓轉(zhuǎn)換可以近似為10RC = 6μs。

完全關(guān)閉同一設(shè)備需要近 48 倍的時間（6K/125，290μs）。此近似值是可行的，但實際關(guān)斷發(fā)生在 V外達到增強閾值電壓（V千），遠在 10 倍常數(shù)過去之前。關(guān)斷時間完全可以接受，Q1/MAX810組合用作固態(tài)保險絲。另一方面，導通時間可能是一個問題，具體取決于啟動負載和調(diào)整管的源極旁路與漏極旁路電容之比。如果啟動負載較小，C1大于C2，則快速FET導通僅導致MAX810輸入端的電壓驟降很?。ㄐ∮谟|發(fā)復位所需的電壓驟降）。對于這些情況，該電路拓撲的最便宜的實現(xiàn)方式是圖2所示。

如果外部負載或C2充電在啟動時吸收大電流，使得Q1的快速導通可能導致MAX810發(fā)出復位信號，則可以增加RC網(wǎng)絡以減慢導通速度（圖3）。正確選擇這些元件可以在MAX668的多個開關(guān)周期內(nèi)施加負載，使其輸出電壓保持在復位門限以上。減慢Q1導通速度可能是可取的，但減慢關(guān)斷速度可能不是。因此，該電路包括一個與電阻并聯(lián)的肖特基二極管，以快速禁用Q1，以響應過大和意外的負載。

圖3.在圖2所示的MOSFET柵極電路中添加三個元件，可提供適應重啟動負載所需的慢連接/快速斷開。

這些電路需要一個邏輯電平p溝道MOSFET（如Q1）來充分增強通道并獲得低Rds導通。如果Q1的導通電阻足夠高，足以引起顯著的壓降（特別是在低輸出電壓應用中，或者負載相對較遠），則可能需要調(diào)節(jié)Q1的漏極側(cè)。在這樣做時，您應該盡量減少寄生效應并觀察良好的電路布局技術(shù)。這種遠端調(diào)節(jié)可通過采用SOT23封裝的單刀雙擲低壓模擬開關(guān)（MAX4544）實現(xiàn)，由MAX810的輸出狀態(tài)控制（圖4）。

圖4.進一步的修飾（如圖3所示）為帶負載斷開的升壓轉(zhuǎn)換器增加了遠端檢測調(diào)節(jié)和低電壓檢測。

MAX4544工作在數(shù)據(jù)資料限值內(nèi)，電源電壓低至2.7V。當輸入電源為3.3V時，肖特基二極管兩端的輸入電源約為0.3V，即使升壓轉(zhuǎn)換器關(guān)斷，MAX4544（和MAX810）仍能正常工作。關(guān)斷時MAX810輸出為高電平，將MAX4544 COM節(jié)點連接至常開（Q1源）。當升壓轉(zhuǎn)換器導通時，連接到MAX4544 COM引腳的電阻向MAX668提供反饋。MAX4544在60V電源時的導通電阻最大值為5Ω，因此反饋電阻值應遠大于該值，以最大限度地減小輸出電壓誤差。導通電阻在 120V 時僅為 3Ω;因此，即使輸出電壓較低，MAX4544開關(guān)誤差也極小。

升壓電路使能后，超時周期過后，MAX810輸出變?yōu)榈碗娖剑ㄟ^Q1連接負載。同時，MAX810輸出還使反饋電阻切換到Q1的漏極側(cè)，從而允許在遠離主升壓電路的負載處進行輸出電壓調(diào)節(jié)。

該動作還將MAX810輸入切換至Q1的漏極側(cè)，用于監(jiān)視負載時的過載情況。如果Q1的Rds-on在最大負載電流下導致壓降大于~1%，則上述安排特別有價值。如果 Rds-on 在 50V 電源上> 1A 輸出時> 5mΩ，則可能會發(fā)生這種情況。

響應電流過載，MAX810輸出變?yōu)楦唠娖?，通過肖特基二極管快速關(guān)斷Q1。同時，它將自身和反饋電阻切換回Q1的源（輸入）側(cè)。上述配置使升壓輸出有機會重新進入穩(wěn)壓狀態(tài)，之后MAX810重新連接負載。此循環(huán)重復，直到過載被消除。

MAX4544的先開后合開關(guān)動作相當快（10ns），因此反饋電阻兩端的小電容在分斷期內(nèi)保持輸出電壓，以避免中斷MAX668反饋環(huán)路，并為MAX810供電。為防止對MAX668瞬態(tài)響應產(chǎn)生明顯影響，該電容應足夠大，以避免在分斷期間出現(xiàn)大量放電，同時又應足夠小，以確保MAX4544導通電阻具有較小的時間常數(shù)。

MAX4544的開關(guān)控制輸入沒有施密特觸發(fā)器，但可以容忍緩慢移動的邏輯電平信號（但是，這些信號會導致10-4從電源節(jié)點到地轉(zhuǎn)換期間流過的電流順序）。一旦達到開關(guān)閾值，實際的開關(guān)動作就會很快。

當使用MAX669升壓2.5V及以下的低輸出電壓時，可能需要負電壓來完全增強Q1。例如，連接到LX節(jié)點的廉價分立電荷泵可以產(chǎn)生-Vout + Vd（圖5）。對于 2.7V 輸出，使用標準 pn 結(jié)二極管時可產(chǎn)生 -2.0V，使用肖特基二極管時可產(chǎn)生 -2.4V。每當升壓轉(zhuǎn)換器使能時，該電壓就會存在，它為MAX4544提供負電源（可承受12V的電源電壓），并為Q1提供偏置。

圖5.為了實現(xiàn)低輸出電壓下的負載斷開，該電路通過為柵極驅(qū)動IC （MAX810L）產(chǎn)生負電源軌，確保MOSFET得到足夠的驅(qū)動。

雖然Q1在MAX810輸出變低時導通，但MAX810的復位門限不能準確檢測主輸出電壓，其接地端折合到負電荷泵輸出。因此，MAX810接地端接地，其輸出驅(qū)動由Q2和Q3組成的電平轉(zhuǎn)換器，使得Q1的柵極被拉至負電源軌進行導通。

MAX668在輕負載時具有空閑模式?脈沖頻率調(diào)制（PFM），當主電源的負載電流較低時，允許跳過充電脈沖。當脈沖被跳過時，Q2的發(fā)射極電流（由R1設(shè)置）對C3放電。該作用可能導致MAX4544的電源電壓不足，即使主輸出電壓處于穩(wěn)壓狀態(tài)。反過來，這種效應會導致內(nèi)部模擬開關(guān)的導通電阻飆升，MAX668的反饋電壓下降到地。

MAX668試圖通過提高輸出電壓進行補償，可能導致過壓情況。作為解毒劑，請確保反饋電阻（主輸出電壓上的最小直流負載）足夠小，以略快于Q3發(fā)射極電流對C2放電的放電。無論 Q1 是否傳導，以下不等式都可以調(diào)整 C3 的大?。?/p>

（Vout-Vbe）/（R1 × C3） < Vout/[（Ra+Rb）×（C1+C2）]。

如果在正常PWM操作期間沒有跳過充電脈沖，則與C4相比，C3可能很小;但是跳過的脈沖越多，C4必須越大。當脈沖跳躍后升壓動作恢復時，當Q2保持關(guān)閉時，C4應該足夠大，以便在C3充滿電之前為C1充電。

許多元件和互連器件會影響圖668和圖3所示的MAX4反饋路徑，這些元件的故障會產(chǎn)生過壓Vout，從而破壞負載。為了提高安全性，從C1連接到MAX668 FB引腳（其陽極連接到FB）的齊納二極管（未顯示）可以提供覆蓋的本地反饋環(huán)路，將輸出箝位在（Vz + VFB）。為防止過壓過大，請將Vz設(shè)置為等于最大調(diào)節(jié)Vout減去最大VFB。

如果系統(tǒng)必須在升壓轉(zhuǎn)換器保持導通時單獨控制多個負載，可以用MAX810代替MAX812（采用4引腳SOT143封裝）。MAX812的第<>引腳設(shè)計用于手動復位應用，但通過作為邏輯電平信號覆蓋每個智能固態(tài)保險絲，可以強制斷開本地負載和主升壓輸出之間的斷開。這種方法使您可以獨立控制主升壓電源上的每個負載。

最后但并非最不重要的一點是，這種智能固態(tài)熔斷技術(shù)無需電源循環(huán)即可自動復位，無需更換或現(xiàn)場故障排除，無需局限于升壓轉(zhuǎn)換器輸出。它幾乎可以取代任何系統(tǒng)的直流電源總線上的保險絲，無論電壓如何。（高于60V的總線電壓可能需要MAX810輸出的非邏輯電平FETS和電平轉(zhuǎn)換器。只需使用兩個精密電阻器為較高電壓設(shè)置適當?shù)耐獠科茫?strong>圖 6），即可將固態(tài)保險絲設(shè)置為由總線電源電壓中的編程驟降觸發(fā)。

圖6.將負載斷開概念擴展到非升壓轉(zhuǎn)換器電路，形成適用于任何直流電源總線的固態(tài)保險絲。

例如，假設(shè)要保護 -48 伏電壓免受過電流的影響。我們中斷電源軌側(cè)而不是接地側(cè)，因為電壓源為負，我們使用n溝道FET和MAX809T復位電路，其復位輸出極性與MAX810相反。正常工作時，電源電壓范圍可低至 -36V（圖 7）。

圖7.該固態(tài)保險絲可保護負直流電源總線。

設(shè)計公式如下：

MAX809在整個溫度范圍內(nèi)的最大靜態(tài)電流約為100μA，通過Rh和RL的電流應高出約100倍，以最大限度地降低靜態(tài)電流對跳變電壓的影響：36/（Rh+RL） = 10 mA，因此

(Rh+RL) = 3600 Ohms.

MAX809的門限遠低于電源跳變電壓，因此RL小于Rh，大約為V閾值/（V閾值+V電源跳閘）=3/（36+3）=0.077。因此，MAX809 Iq流過~93.3%的（Rh+RL），導致電壓跳閘貢獻為~0.336V。考慮到這一事實，將用于計算Rh和RL的初始跳變電壓設(shè)置為36V - 0.336V = 35.664V。Rh 和 RL 采用 1% 電阻，電源跳閘 = 35.664V。當MAX809T門限處于最小值（3.15V，在-40°C至+ 85°C的溫度范圍內(nèi)）時，會出現(xiàn)此門限：

35.664V[RL（0.99）/（RL（0.99）+Rh（1.01））] = 3.15V.

RL和Rh的計算值分別為323.81Ω和3276.19Ω。最接近的 1% 值是 320 和 3280?？紤]到這些電阻值和100μA Iq，最大電源跳閘電壓變?yōu)?6.09V，略高于36V。此結(jié)果也僅針對所有錯誤的同時最壞情況值發(fā)生，這在實踐中很少見。對于大多數(shù)應用，上述設(shè)計是完全可以接受的。MAX809的標稱門限電壓提供-34.65V的標稱跳閘電壓。

Rh 的額定功率應為 0.5W。當V電源超過最小限值時，RL兩端的電壓超過MAX809的最大輸入電壓額定值，如圖所示，在RL兩端放置一個5V±5%齊納二極管。

審核編輯：郭婷