高性能RF調(diào)制器支持多載波通信發(fā)射器

蜂窩發(fā)射機(jī)依靠高性能RF調(diào)制器來(lái)保持線性度和動(dòng)態(tài)范圍。隨著多載波發(fā)射器的發(fā)展，RF調(diào)制器必須保持低本底噪聲，同時(shí)提供良好的高電平性能，通常由二階和三階交調(diào)截點(diǎn)決定。以下文章將討論這些要求，并解釋MAX2022如何滿足典型四載波WCDMA發(fā)送器架構(gòu)的要求。

概述

如今，幾乎所有蜂窩基站都采用超外差架構(gòu)來(lái)發(fā)送/接收RF信號(hào)。這些架構(gòu)需要兩個(gè)或多個(gè)上/下變頻級(jí)、中間濾波和模擬信號(hào)處理。圖1所示為典型的雙轉(zhuǎn)換蜂窩基站發(fā)射框圖。其中許多發(fā)射器是作為單載波系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的。多載波發(fā)射器多次復(fù)制單載波發(fā)射器，從而引入更多的系統(tǒng)硬件。為了降低發(fā)射機(jī)成本，許多系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員正在轉(zhuǎn)向多載波發(fā)射機(jī)和直接變頻RF架構(gòu)。

圖1.典型的超外差發(fā)射架構(gòu)。

多載波架構(gòu)的挑戰(zhàn)

多載波架構(gòu)減少了發(fā)射通道的數(shù)量。直接變頻架構(gòu)通過(guò)直接從基帶向上轉(zhuǎn)換RF信號(hào)來(lái)減少每個(gè)通道中的元件數(shù)量。兩種架構(gòu)都需要具有更寬動(dòng)態(tài)范圍和更高線性度的組件，以滿足整體系統(tǒng)要求。圖2顯示了直接變頻發(fā)送器架構(gòu)的典型框圖。請(qǐng)注意，此直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)中的階段顯著減少。多個(gè)混頻器、放大器、IF和RF濾波器均由單個(gè)集成解決方案取代。

圖2.直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)。

直到最近，數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）和直接變頻調(diào)制器的性能還不足以支持3G多載波蜂窩基站的苛刻要求。當(dāng)今的通信基站發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)需要更低的成本和更靈活的解決方案。選擇RF調(diào)制器會(huì)顯著影響成本和靈活性，從而建立發(fā)射器的基本架構(gòu)。

利用單變送器架構(gòu)解決問(wèn)題

Maxim Integrated推出了直接正交RF調(diào)制器MAX2022，以滿足多載波發(fā)送器的需求。該器件提供出色的動(dòng)態(tài)范圍，使發(fā)射器設(shè)計(jì)人員能夠很好地控制系統(tǒng)性能。

極高的OIP2和OIP3的組合，以及接近-174dBm/Hz的出色輸出本底噪聲，可實(shí)現(xiàn)真正的多載波性能，并為所有相關(guān)系統(tǒng)規(guī)格提供相當(dāng)大的裕量。單發(fā)射器架構(gòu)現(xiàn)在可以支持多種類型的調(diào)制，從CDMA2000到WCDMA再到OFDM，最多有<>個(gè)載波。此外，該調(diào)制器的高性能可以在發(fā)射器設(shè)計(jì)中得到利用，以顯著降低硬件要求和成本，并大大提高產(chǎn)品陣容的靈活性。

MAX2022正交調(diào)制器采用SiGe工藝，覆蓋1500MHz至2500MHz的頻率范圍。 圖3顯示了該電路的內(nèi)部架構(gòu)。

圖3.MAX2022框圖

MAX2022具有單端LO輸入，內(nèi)部匹配50Ω，接受-3dBm至+3dBm的輸入LO驅(qū)動(dòng)。LO由正交分路器分路，并應(yīng)用于兩個(gè)非常高性能的無(wú)源混頻器。該器件的正交I和Q輸入為差分輸入，輸入阻抗為44Ω。>1GHz 的出色輸入帶寬使該器件既可用作基帶直接RF調(diào)制器，也可用作具有正交IF輸入的鏡像抑制混頻器。正交輸入專門(mén)設(shè)計(jì)用于直接與電流輸出DAC接口。該特性消除了對(duì)中間緩沖放大器的需求，因?yàn)橹虚g緩沖放大器既會(huì)限制性能，又會(huì)增加成本。混頻器輸出組合并施加于單端RF輸出，該輸出在內(nèi)部匹配至50Ω。

MAX2022射頻調(diào)制器性能

RF調(diào)制器的性能由幾個(gè)獨(dú)立的參數(shù)決定。MAX2022在所有關(guān)鍵領(lǐng)域均表現(xiàn)出色。OIP3為+22dBm，P1dB為+12dBm。多個(gè)載波之間的互調(diào)產(chǎn)物取決于OIP3;高 OIP3 值可確保低電平的互調(diào)失真。OIP2是零中頻應(yīng)用的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。MAX2022的OIP2在UMTS頻段為+50dBm。OIP2對(duì)于基帶信號(hào)也很重要?；鶐盘?hào)中的二次諧波效應(yīng)會(huì)在RF輸出中產(chǎn)生頻譜擴(kuò)展，從而影響ACLR性能。因此，高OIP2值可確保低水平的ACLR失真。圖 4 顯示了該器件在 OIP2、OIP3 和輸出功率下在 1500MHZ 至 2500MHz 頻率范圍內(nèi)的性能變化。

圖4.OIP2， OIP3， P外與MAX2022的頻率的關(guān)系。

MAX2022的本底噪聲性能通過(guò)使用無(wú)源混頻器實(shí)現(xiàn)調(diào)制功能而顯著增強(qiáng)。這些器件不會(huì)產(chǎn)生多余的噪聲，因此對(duì)于典型輸出信號(hào)電平，該器件的輸出噪聲電平接近-174dBm/Hz。對(duì)于高于-10dBm的信號(hào)電平，LO緩沖器的相位噪聲變得很重要。這些緩沖器設(shè)計(jì)為具有-164dBc/Hz的極低相位噪聲。

圖5.本底噪聲與輸出功率的關(guān)系。

在比較RF調(diào)制器性能時(shí)，一種有用的測(cè)量是器件的動(dòng)態(tài)范圍，即最大實(shí)際信號(hào)電平（以P1dB表示）與本底噪聲之間的差異。MAX2022的動(dòng)態(tài)范圍為186dB，大大優(yōu)于任何其他集成RF調(diào)制器。

PCS和UMTS頻段的LO泄漏電平為<-40dBm，這些頻段的邊帶抑制為>45dB。數(shù)字預(yù)失真控制環(huán)路可以進(jìn)一步降低這些電平，將LO泄漏驅(qū)動(dòng)至-80dBm以下，邊帶抑制至>60dB。在0MHz范圍內(nèi)，RF通帶平坦度為>5.100dB，允許在寬帶系統(tǒng)中使用該器件。

UMTS頻段中的多載波WCDMA生成

這許多性能參數(shù)的最終好處是它們?cè)谏烧鎸?shí)載流子時(shí)相互相互作用。這就是MAX2022真正擅長(zhǎng)的地方。

作為說(shuō)明，讓我們考慮使用WCDMA調(diào)制生成四個(gè)載波的問(wèn)題。當(dāng)代發(fā)射器設(shè)計(jì)必須適應(yīng)WCDMA載波本身的帶寬，相當(dāng)于20MHz。此外，系統(tǒng)必須支持對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真所需的帶寬，以校正功率放大器的后續(xù)失真。該帶寬可以超過(guò)100MHz。 圖6顯示了這種信號(hào)的頻譜。

圖6.4載波UMTS頻譜。

我們可以看到，異常寬的帶寬將發(fā)射輸出頻譜推到了UMTS頻段限制之外。因此，這就要求發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的噪聲性能符合發(fā)射機(jī)模板要求，超出頻帶邊緣，而無(wú)需使用RF濾波器來(lái)調(diào)整雜散信號(hào)和噪聲電平。這一要求對(duì)RF調(diào)制器提出了特殊的要求。然而，MAX2022的寬帶寬和額外的動(dòng)態(tài)范圍使這種系統(tǒng)設(shè)計(jì)成為可能。

圖7顯示了UMTS頻段中1、2和4載波WCDMA生成的ACLR性能。由于MAX2022具有較寬的動(dòng)態(tài)范圍，因此在非常寬的輸出功率電平范圍內(nèi)保持了非常好的ACLR值。這種廣泛的可用輸出功率范圍在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中很有用。顯示本底噪聲性能是為了說(shuō)明所選ACLR性能的總可用動(dòng)態(tài)范圍。例如，每個(gè)載波 -4dBm 的 28 載波 WCDMA 信號(hào)的 ACLR 為 66dB，輸出本底噪聲為 -173.5dBm/Hz。

圖7.1、2 和 4 載波 WCDMA ACLR 和本底噪聲。

這種極高的性能水平同樣非常適合產(chǎn)生其他調(diào)制，例如 OFDM、QAM 等。CDMA2000和TD-SCDMA可以支持超過(guò)九個(gè)運(yùn)營(yíng)商。它是一種硬件配置，可生成任何或所有這些調(diào)制。

系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)

MAX2022的接口設(shè)計(jì)用于最大限度地降低輔助電路要求。這種設(shè)計(jì)大大降低了整體系統(tǒng)成本。阻抗匹配的集成LO緩沖器和巴倫支持在-3dBm至+3dBm的低LO功率電平下使用單端LO接口。集成的RF巴倫允許單端RF輸出，阻抗匹配至50Ω?；鶐和Q輸入提供具有44Ω內(nèi)部阻抗的差分接口。這些輸入接受與高性能電流輸出DAC輸出的直接連接，無(wú)需干預(yù)緩沖放大器。在MAX2022的高性能水平下，很難找到不會(huì)顯著降低器件性能的外部基帶放大器。幸運(yùn)的是，這種設(shè)計(jì)不需要基帶放大器。圖8所示為MAX2022推薦的DAC端接接口。接地的50Ω電阻適當(dāng)端接DAC，典型滿量程電流為20mAP-P將為MAX0的基帶輸入提供高達(dá)2022dBm的信號(hào)。

圖8.DAC接口至基帶輸入。

為了實(shí)現(xiàn)MAX2022固有的性能潛力，必須采用仔細(xì)的系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)。圖9顯示了生成具有數(shù)字預(yù)失真功能的四個(gè)WCDMA調(diào)制載波的建議陣容。信號(hào)電平、噪聲電平和ACLR被指示為每個(gè)級(jí)輸出端的級(jí)聯(lián)陣容。

圖9.具有信號(hào)分析功能的 Tx 陣容。

從DAC開(kāi)始，我們需要一個(gè)能夠產(chǎn)生50MHz帶寬信號(hào)的器件，ACLR明顯優(yōu)于該設(shè)計(jì)的目標(biāo)65dB，噪聲和雜散本底也很低。建議將MAX5895雙通道插值DAC作為滿足這些要求的示例器件。為了使DAC能夠以高輸出采樣速率和相對(duì)較低的輸入數(shù)據(jù)速率工作，建議在此應(yīng)用中使用插值DAC。插值濾波器的衰減變得顯著，因?yàn)镈AC之后的低通濾波器不會(huì)對(duì)近入內(nèi)插值鏡像產(chǎn)生顯著衰減。插值DAC將在基帶輸入數(shù)據(jù)速率的每個(gè)倍數(shù)下生成基帶信號(hào)的圖像。如果沒(méi)有從調(diào)制器輸入端充分移除，這些鏡像將在調(diào)制器的RF輸出中產(chǎn)生顯著的邊帶。MAX95對(duì)插值圖像的5895dB衰減是理想的選擇。這從根本上降低了DAC之后的基帶低通濾波器的復(fù)雜性，從而簡(jiǎn)化了DAC設(shè)計(jì)，并最大限度地減少了它們對(duì)寬帶信號(hào)整個(gè)系統(tǒng)的相位響應(yīng)的影響。

轉(zhuǎn)到調(diào)制器輸出，我們可以看到每個(gè)載波的輸出信號(hào)電平將為-28dBm，總計(jì)-22dBm。ACLR將由調(diào)制器的性能設(shè)置為+66dB。（DAC的性能在這里不是限制。然而，本底噪聲已從單獨(dú)調(diào)制器的-174dBm/Hz降至-170dBm。這是由于DAC的級(jí)聯(lián)噪聲水平造成的。很明顯，必須仔細(xì)選擇配置的所有元素，以實(shí)現(xiàn)整體最高性能水平。

所選的RF放大器必須具有低噪聲系數(shù)和足夠的OIP3，以避免級(jí)聯(lián)ACLR性能下降。如果增益為3dB，則建議此級(jí)使用大于+30dBm的OIP12。選擇具有高OIP3的輸出級(jí)以避免級(jí)聯(lián)ACLR降級(jí)。建議使用MAX2057 RF VGA來(lái)調(diào)整整個(gè)系列的增益，將輸出電平設(shè)置為每載波-6dBm，或總輸出電平為0dBm。+3dBm 的 OIP37 確保級(jí)聯(lián) ACLR 保持在 +65dB。

這種級(jí)聯(lián)發(fā)射器設(shè)計(jì)可產(chǎn)生+65dB的出色ACLR，同時(shí)相對(duì)于每個(gè)載波保持-139dBc/Hz的本底噪聲。本底噪聲和雜散電平性能無(wú)需RF濾波即可實(shí)現(xiàn)。這允許在多個(gè)頻段中使用相同的硬件實(shí)現(xiàn)，而無(wú)需更改。此外，這種設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，設(shè)備很少，使其成為高性能變送器非常緊湊且經(jīng)濟(jì)高效的解決方案。

結(jié)論

新型調(diào)制器MAX2022在發(fā)送器應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)了無(wú)與倫比的性能水平。它支持零中頻和鏡像抑制混頻器架構(gòu)。該器件有助于實(shí)現(xiàn)高度精簡(jiǎn)、經(jīng)濟(jì)高效且靈活的發(fā)射器架構(gòu)，從而提高發(fā)射器設(shè)計(jì)人員的設(shè)計(jì)效率。

審核編輯：郭婷