數(shù)字接收器應(yīng)用中高性能ADC和RF元件的動態(tài)性能要求

當今的基站系統(tǒng)（BTS）必須滿足各種不同的標準，并且必須滿足信號鏈各個模塊中的關(guān)鍵規(guī)范。以下本文介紹了高動態(tài)性能ADC、可變增益放大器、混頻器和本振等信號鏈組件的這些需求，并詳細介紹了它們在典型BTS應(yīng)用中的使用，以及它們?nèi)绾螡M足對高動態(tài)性能、高交調(diào)性能和低噪聲的嚴格要求。

大多數(shù)數(shù)字接收器對高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）和模擬元件提出了苛刻的要求。例如，在蜂窩基站數(shù)字接收器中，需要足夠的動態(tài)范圍來處理高電平干擾源（或阻塞信號），同時正確解調(diào)較低電平的所需信號。Maxim的MAX1418 15位65Msps或MAX1211 12位65Msps ADC與MAX9993 2GHz或MAX9982 900MHz集成混頻器相結(jié)合，可為接收器系列中最關(guān)鍵的兩個級提供出色的動態(tài)范圍。此外，Maxim的MAX2027和MAX2055 IF數(shù)字可變增益放大器（DVGA）具有極高的三階輸出交調(diào)截點性能（OIP3），具有許多應(yīng)用所需的增益調(diào)節(jié)范圍。

蜂窩基站（BTS：基收發(fā)器站）由許多不同的硬件模塊組成，包括執(zhí)行射頻接收器（Rx）和發(fā)射器（Tx）功能的模塊 - 即收發(fā)器（TRx）。在較舊的模擬放大器和 TACS BTS 中，一個收發(fā)器處理雙工 Rx 和 Tx 射頻載波。需要許多收發(fā)器來提供足夠的載波以獲得所需的呼叫覆蓋范圍。模擬技術(shù)正在被CDMA和WCDMA在全球范圍內(nèi)取代，歐洲在十多年前就采用了GSM。在CDMA中，許多呼叫者使用相同的RF頻率，這允許單個收發(fā)器同時處理許多呼叫者的信號。如今存在各種CDMA和GSM設(shè)計，BTS制造商一直在尋求降低成本和功耗的方法。優(yōu)化單載波解決方案或開發(fā)多載波接收器可以實現(xiàn)這一目標。圖1顯示了BTS設(shè)備中常用的子采樣接收器架構(gòu)中的主要模塊。

圖1.子采樣接收器架構(gòu)。

Maxim的MAX9993 2GHz混頻器和MAX9982 900MHz混頻器提供增益、高線性度以及低噪聲系數(shù)，使設(shè)計人員能夠消除許多設(shè)計中的有損無源混頻器。MAX2027和MAX2055設(shè)計工作在接收器的第一或第二中頻級。兩款器件均在整個增益調(diào)整范圍內(nèi)提供+1dBm三階輸出交調(diào)截點（OIP2）性能。盡管MAX40 （3位1418Msps）和MAX15 （65位1211Msps）數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器如圖12所示，但兩個轉(zhuǎn)換器系列都包含滿足大多數(shù)應(yīng)用的其他速度等級。如果取消了第二個下變頻（以虛線顯示），則該圖描述了單個下變頻架構(gòu)。

美信的低噪聲ADC，MAX1418

對于圖1所示的子采樣接收器架構(gòu)，對ADC提出了嚴格的噪聲和失真要求。在接收器應(yīng)用中，較低電平的目標信號單獨數(shù)字化，或者在存在幅度可能明顯較大的無用信號的情況下進行數(shù)字化。為了正確設(shè)計接收器，必須在這兩個信號極端下確定ADC有效噪聲系數(shù)。轉(zhuǎn)換器的噪聲系數(shù)是通過將其總噪聲功率與本底熱噪聲進行比較來確定的。對于小模擬輸入信號，熱+量化噪聲功率主導ADC的本底噪聲，用于近似ADC的有效噪聲系數(shù)（NF）。

在實踐中，一旦在小信號條件下知道ADC的有效噪聲系數(shù)，并確定模擬電路（RF&IF）的級聯(lián)噪聲系數(shù)，就會選擇ADC之前的最小功率增益以滿足所需的接收器噪聲系數(shù)。功率增益量決定了最大阻塞信號的上限，或者是接收器在ADC過載之前可以容忍的最高干擾電平。對于BTS應(yīng)用，如果不實施自動增益控制（AGC），ADC通常沒有足夠的動態(tài)范圍來滿足噪聲系數(shù)要求（接收器靈敏度）和最大阻塞信號要求。AGC 可以包含在射頻級和/或中頻級中。

MAX1418系列中的其它轉(zhuǎn)換器針對基帶性能進行了優(yōu)化，其中輸入= f時鐘/2.在此頻率范圍內(nèi)工作并使用這些基帶優(yōu)化部件可提供最佳的轉(zhuǎn)換器動態(tài)范圍。這些轉(zhuǎn)換器包括針對1419Msps時鐘速率優(yōu)化的MAX65和針對1427Msps時鐘速率優(yōu)化的MAX80，在基帶時SFDR性能均等于94.5dBc。

以下示例使用表1418中列出的MAX1規(guī)格：

表 1.MAX1418電氣特性

MAX1418無需連接LSB即可與14位接口配合使用。如果這樣使用，SNR性能會略有下降，SFDR性能基本上不受影響。

圖2顯示了在沒有大電平阻塞器的情況下ADC噪聲貢獻。假設(shè)ADC前面的所有模擬電路的級聯(lián)噪聲系數(shù)均為3.5dB。作為第一個近似值，假設(shè)設(shè)計人員的目標是讓ADC將接收器總噪聲系數(shù)降低不超過0.2dB，以滿足CDMA基站接收器中的某些目標靈敏度。該噪聲系數(shù)值應(yīng)為空口要求提供足夠的裕量，這也取決于最終探測器的Eb/No（位能量與噪聲功率譜密度比）要求。如果使用表1418中的MAX1熱+量化本底噪聲值，當器件時鐘頻率為26.9Msps （61倍芯片速率）時，可以計算出44.50dB的等效噪聲系數(shù)。由于實現(xiàn)了處理增益，1.23MHz CDMA通道帶寬中的ADC噪聲比奈奎斯特帶寬中的噪聲低14dB。需要36dB的總增益才能實現(xiàn)3.7dB的理想級聯(lián)接收器噪聲系數(shù)值。

圖2.無阻塞信號的ADC噪聲貢獻。

當增益領(lǐng)先于ADC36dB時，天線端的最大單音阻塞電平高于-30dBm將超過ADC滿量程輸入。cdma2000?蜂窩基站標準規(guī)定天線端子上允許的最大阻塞電平為-30dBm。在本例中，6dB增益降低用于增加施加到ADC的最大允許阻塞信號，從而為標準規(guī)格提供裕量。假設(shè)允許2dB裕量，6dB增益降低會導致天線的最大阻塞電平為-26dBm，ADC輸入端的最大阻塞電平為+4dBm（見圖3）。當存在單音阻塞信號時，蜂窩標準允許相對于基準靈敏度的整體（噪聲+失真）下降3dB。各個噪聲和失真分量的分配由設(shè)計人員決定。

假設(shè)設(shè)計人員允許RF前端級聯(lián)噪聲加上失真在阻塞信號施加1dBAGC的情況下將NF降低3dB（標稱5.6dB）。由于ADC前面只有30dB的增益，有效噪聲系數(shù)為29.4dB，由ADC SNR性能決定，在“阻塞條件”下，級聯(lián)接收器噪聲系數(shù)為5.7dB，與根據(jù)接收器靈敏度計算的2.3dB噪聲系數(shù)相比下降了7dB。由于該計算未考慮雜散性能，因此ADC的無雜散動態(tài)范圍（SFDR）性能可能會再降低1dB。當存在阻塞信號時，SINAD 可用于計算有效 NF，而不是單獨計算噪聲和 SFDR 貢獻。

圖3.ADC噪聲對阻塞信號的貢獻。

MAX1211允許單次下變頻架構(gòu)

如果轉(zhuǎn)換器在較高的IF頻率下可以獲得足夠的SNR和SFDR性能，則子采樣架構(gòu)可以與單個下變頻架構(gòu)一起使用。Maxim的MAX1211是一款12位65Msps轉(zhuǎn)換器，設(shè)計時考慮了這種架構(gòu)，并即將推出引腳兼容的80Msps和95Msps版本。該系列轉(zhuǎn)換器允許對高達 400MHz 的輸入頻率進行直接 IF 采樣，并具有差分或單端時鐘輸入等高級功能，允許 20% 至 80% 的時鐘占空比，數(shù)據(jù)有效指示器允許簡化時鐘和數(shù)據(jù)定時，2 的補碼或格雷碼數(shù)字輸出數(shù)據(jù)格式全部采用小型 40 引腳薄型 QFN 封裝 （6mm x 6mm x 0.8mm）。MAX2的典型交流規(guī)格見表1211，說明了175MHz模擬輸入頻率下出色的交流性能。 （注：改進型MAX1211版本將在大約一個月內(nèi)上市，其交流規(guī)格見下表。

表 2.MAX1211電氣特性

選擇單次向下轉(zhuǎn)換而不是雙次向下轉(zhuǎn)換時，可以獲得顯著的優(yōu)勢。通過消除第二個下變頻混頻器、秒中頻增益級和 2德·LO頻率合成器電路，器件數(shù)量和電路板空間可減少約10%，成本可減少10至20美元。

不同架構(gòu)的雜散考慮

如果節(jié)省器件數(shù)量、電路板空間、功耗和成本不能提供足夠的激勵，以下示例說明了在單下變頻架構(gòu)中使用MAX1211時獲得的頻率規(guī)劃優(yōu)勢。假設(shè)cdma2000接收器設(shè)計為在PCS頻段內(nèi)工作。對于61.44Msps的采樣速率和30.72MHz的合成器參考頻率，請選擇以第六奈奎斯特頻段為中心的第一中頻頻率，頻率為169MHz，帶寬約為1.24MHz。使用相同的第一中頻中心頻率 169MHz，DDC 架構(gòu)假設(shè) 2德·中頻頻率居中為 2德·奈奎斯特頻段為46.08MHz。

表 3.SDC 和 DDC 架構(gòu)的刺激搜索假設(shè)

表3列出了單載波、單下變頻（SDC）和雙下變頻（DDC）架構(gòu)中接近PCS頻段上限的RF載波的雜散搜索假設(shè)。對于SDC架構(gòu)，雜散搜索在RF接收頻段、接收鏡像頻段、IF頻段和IF鏡像頻段總共產(chǎn)生134個雜散。這些雜散中的大多數(shù)都是高階的，不會降低接收器的性能。對于 DDC 架構(gòu)，此雜散搜索結(jié)果超過 2400 個雜散，是 SDC 架構(gòu)計算結(jié)果的 18 倍。這些雜散產(chǎn)物出現(xiàn)在RF接收頻帶、接收鏡像頻帶、1圣中頻波段，1圣中頻像段，2德·中頻波段和 2德·中頻圖像波段。通過良好的電路板布局實踐和濾波，由較高時鐘諧波和頻率合成器參考頻率組合產(chǎn)生的雜散將相對容易降低。然而，大量的低階雜散將難以最小化。

Maxim的IF放大器，MAX2027和MAX2055

Maxim還提供高性能IF放大器，具有以1dB增量進行數(shù)字可變增益控制。MAX2027為數(shù)字可變增益放大器（DVGA），具有單端輸入/單端輸出，頻率范圍為50MHz至400MHz。該DVGA在最大增益下提供5dB的低噪聲系數(shù)。MAX2055為單端輸入/差分輸出DVGA，用于驅(qū)動頻率范圍為30MHz至300MHz的高性能ADC。升壓變壓器可在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間使用。變壓器由差分驅(qū)動;從而優(yōu)化變壓器性能和輸出信號之間的平衡。兩個DVGA均采用5V偏置工作，在所有增益設(shè)置范圍內(nèi)具有+40dBm OIP3。

Maxim的高線性度混頻器，MAX9993和MAX9982

在接收器電路中，混頻器受到大輸入信號的影響，這對它們的性能提出了嚴格的要求。理想情況下，混頻器輸出信號的幅度和相位與輸入信號的幅度和相位成正比，與LO信號特性無關(guān)。根據(jù)這一假設(shè)，混頻器的幅度響應(yīng)對于RF輸入是線性的，并且與LO輸入無關(guān)。

然而，混頻器的非線性會產(chǎn)生不需要的混頻產(chǎn)物，稱為雜散響應(yīng)，這是由于不需要的信號到達混頻器的RF輸入端口并在IF頻率下產(chǎn)生響應(yīng)引起的。當它們干擾所需的IF頻率時，混頻機制可以描述為：

f如果= ±毫頻射頻±瞧其中IF、RF和LO分別指指定端口的信號，m和n是RF和LO頻率的整數(shù)諧波，它們混合以產(chǎn)生許多雜散產(chǎn)物的組合。

集成（或有源）平衡混頻器設(shè)計，如Maxim的MAX9993和MAX9982，其性能可與無源混頻器方案相媲美，因此越來越受歡迎。平衡混頻器在 m 或 n 偶數(shù)時抑制某些雜散響應(yīng)，從而產(chǎn)生出色的 2德·階諧波性能。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n（或兩者）為偶數(shù)的所有響應(yīng)。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離。使用設(shè)計合理的巴倫，這些混頻器可以具有重疊的RF、IF和LO頻段。MAX9993和MAX9982的特性包括：增益、低噪聲系數(shù)、集成LO緩沖器、低LO驅(qū)動、允許兩個LO頻率輸入的LO開關(guān)、出色的LO噪聲性能以及RF和LO端口上的集成RF巴倫。

Maxim的混頻器內(nèi)置LO緩沖器，具有出色的LO噪聲性能，可降低驅(qū)動它們的輸入LO功率要求。LO噪聲與高電平輸入阻塞信號相互混合，使接收器脫敏。MAX9993和MAX9982均具有低噪聲LO緩沖器，設(shè)計在存在阻塞信號時對接收器脫敏的影響最小。例如，假設(shè)提供注入信號的VCO具有-145dBc/Hz的邊帶噪聲性能。MAX9993的典型LO噪聲性能為-164dBc/Hz，因此復合邊帶噪聲性能僅下降0.05dBc/Hz至-144.95dBc/Hz。這樣，用戶不僅需要向混頻器提供低電平LO注入信號，而且可以確保接收器的互易混頻性能不會因MAX9993 LO緩沖器性能而下降。

特別麻煩的2德·階次雜散響應(yīng)稱為半IF（1/2 IF）雜散響應(yīng)，用于低邊注入的混頻器指數(shù)（m = 2，n = -2）和（m = -2，n = 2）用于高端注入。對于低側(cè)注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應(yīng)的輸入頻率位于所需RF頻率以下，數(shù)量為f如果/2所需的RF輸入頻率（見圖4）。所需的RF頻率由1909MHz表示，結(jié)合LO頻率1740MHz，得到的IF頻率為169MHz。雖然CDMA RF和IF載波占用1.24MHz帶寬，但它表示為表示中心載波頻率的單個頻率。在本例中，1824.5MHz處的不需要信號會導致169MHz處的半IF雜散產(chǎn)物。

驗證：

2 x fHalf-IF - 2 x fLO =

2 x （fRF - fIF/2） - 2 x （fRF - fIF） =

2 x （fRF - 2 x fIF/2） - 2 x fRF + 2 x fIF = fIF

結(jié)果在：

2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz

圖4.所需頻率的位置射頻， f瞧， f如果和不需要的 f半中頻。

抑制量稱為2x2雜散響應(yīng)，可通過混頻器的二階交調(diào)截點IP2進行預測。圖2中的2x5 IMR或雜散值取自Maxim的MAX9993數(shù)據(jù)資料。請注意，圖中的信號電平是指計算輸入IP2（IIP2）性能的混頻器的輸入。

如此卓越的 2x2 性能水平可帶來以下結(jié)果：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF

= 2 x 70dBc + （-75dBm） = 70dBc + （-5dBm）

= +65dBm

類似地，Maxim的MAX9982 900 MHz有源混頻器在類似條件下提供相當于2dBc的典型2RF - 65LO雜散響應(yīng)，從而產(chǎn)生：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF

= 2 x 65dBc + （-70dBm） = 65dBc + （-5dBm）

= +60dBm

圖5.2德·-參考混頻器輸入的信號的階次截點計算，IIP2。

混頻器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號會產(chǎn)生失真或互調(diào)產(chǎn)物，可以通過計算器件或系統(tǒng)輸入或輸出端的截點來量化。對于混頻器LO功率保持恒定的情況，交調(diào)截點或失真積的階數(shù)僅由RF乘法器決定，而不由LO乘法器決定，因為RF信號的變化僅是問題。階數(shù)是指失真產(chǎn)物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。

研究表明，Maxim的MAX1418 15位ADC具有出色的噪聲性能，因此所需的接收器增益較低，因此能夠以最小的AGC承受更高的阻塞或干擾電平。MAX1211 ADC系列非常適合單變頻接收器架構(gòu)，具有1圣中頻輸入頻率高達400MHz。此外，Maxim的RF MAX9993和MAX9982混頻器提供所需的線性度、低噪聲系數(shù)和足夠的功率增益，無需當今許多接收器設(shè)計中的無源混頻器。Maxim的MAX2027和MAX2055 DVGA在整個增益調(diào)整范圍內(nèi)提供約+3dBm的典型OIP40值。綜上所述，包含這些組件的接收器陣容可以在極具成本效益的解決方案中實現(xiàn)高水平的性能。

審核編輯：郭婷