用于I/O、微處理器和DSP內(nèi)核電壓的雙電壓跟蹤電路

本文介紹用于單 I/O 電壓和雙內(nèi)核電壓的雙跟蹤控制器。它描述了如何將電路施加到一個或多個內(nèi)核電壓。涵蓋的原則包括：跟蹤需求、實用電路、控制器功能、跟蹤電壓電平選擇、元件值選擇、整體電路精度、電路穩(wěn)定性、一些市售 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的特性以及級聯(lián)電源和并聯(lián)電源操作。電路提供選項和跟蹤波形。

電壓跟蹤要求

重要的是，微處理器的輸入/輸出（I/O）和內(nèi)核電壓在上電和關(guān)斷時不得偏離制造商的規(guī)格。典型的現(xiàn)代微處理器的I/O部分通常工作在3.3V或2.5V，而內(nèi)核可能工作在1.8V、1.5V或1.3V。典型要求是內(nèi)核和I/O電壓在上電/斷電期間彼此之間的差異不超過規(guī)定的小幅，并且在上電或斷電期間電壓超出容差不超過幾十毫秒。例如，PowerPC?的指南對上電/斷電時的超容差I(lǐng)/O和內(nèi)核電壓設置了20ms的限制，對內(nèi)核電壓的規(guī)格設置了±50mV的規(guī)格。順便提一下，后一種規(guī)格表明，在2.8V時，電源精度（包括任何串聯(lián)跟蹤電路壓降）優(yōu)于±1.8%。

電壓跟蹤方法

有幾種方法可以滿足上電/下電跟蹤要求：肖特基二極管矩陣電路、多通道串聯(lián)跟蹤電路和并聯(lián)跟蹤電路。雖然串聯(lián)跟蹤表現(xiàn)出串聯(lián)電壓/功率損耗，二極管矩陣需要復雜的二極管選擇，并且二極管在短路條件下可能會熔斷，但并聯(lián)跟蹤也沒有缺點。MAX5039和MAX5040并聯(lián)跟蹤控制器不僅消除了串聯(lián)電壓/功率損耗，而且最大限度地減少了跟蹤電路元件的數(shù)量，有助于實現(xiàn)成本最低的解決方案。只需一個 MOSFET（每個內(nèi)核電壓）即可跟蹤 I/O 和內(nèi)核電壓，并且該 MOSFET 在上電/關(guān)斷期間僅工作幾毫秒。

基本電路說明

圖1所示的基本雙通道分流電壓跟蹤控制器電路采用單個MAX5039跟蹤控制器和單個NMOS器件，用于系統(tǒng)中的每個內(nèi)核電壓。每個 NMOS 都經(jīng)過控制，以連接 I/O 和核心電壓線路 （VI/O和 V核心） 在通電/關(guān)機期間一起。每個控制器和MOSFET僅在上電/斷電的跟蹤階段短暫充當串聯(lián)穩(wěn)壓器，因此功耗最小，每個電源周期僅發(fā)生幾毫秒。正常工作時不會發(fā)生串聯(lián)電路壓降或功耗。

圖1.基本的雙電壓跟蹤控制。

當 VI/O出現(xiàn)在 V 之前核心/ 5核心源自更高的 VI/O控制器和 MOSFET 作為串聯(lián)穩(wěn)壓器的電壓。當 V核心出現(xiàn)在 V 之前I/O、VI/O連接到 V核心控制器和 MOSFET 作為串聯(lián)開關(guān)工作的電壓?？赡茏詈檬?VI/O供應略高于 V核心供應，但這不是必需的（取決于供應特性）。

詳細電路

具有所有選項的完整單通道電壓跟蹤電路如圖2所示。本電路包含全功能MAX5040，提供電源就緒或POK輸出。當I/O檢測電壓《1.230V且跟蹤階段完成時，漏極開路POK輸出釋放至高電平。

組件函數(shù)如下：

MAX5040 - 跟蹤控制器

Q1， NMOS - 并聯(lián)開關(guān)或穩(wěn)壓器

C1、C2 和 R3 - 穩(wěn)壓器控制環(huán)路補償

R1 & R2 - 反饋電壓控制衰減器組 V核心跟蹤電壓

R9 和 C3 - 反饋線索網(wǎng)絡

R5/R6 - 電源就緒檢測設定點衰減器

D1 和 CIN - 能量存儲允許控制器在電源關(guān)閉時繼續(xù)運行

R7 & R8 - 啟動電壓設定點衰減器。

圖2.用于單核電壓的完整電壓跟蹤電路。

詳細的雙跟蹤控制電路

單V核心圖2的跟蹤控制器擴展到多個V核心系統(tǒng)只需為每個額外的 V 包含一個額外的控制器/MOSFET 電路核心這需要跟蹤。完整的雙跟蹤電路如圖3所示。

圖3.用于兩個內(nèi)核電壓的雙跟蹤控制器電路。

請注意，僅使用單個UVLO電阻分壓器。第一個控制器的 /SDO 輸出以菊花鏈方式連接到下一個控制器的 UVLO 輸入，串聯(lián)中最終控制器的 /SDO 用于使能所有低壓穩(wěn)壓器。每個R1/R2分壓器都針對所需的跟蹤內(nèi)核電壓進行調(diào)整。如果使用MAX5040控制器，每個POK輸出可以獨立使用，也可以根據(jù)需要通過集電極OR提供單個復合POK。否則，可以使用單個MAX5040，其余控制器為MAX5039。

控制器開啟操作

MAX5039/MAX5040跟蹤控制器由VCC從5V控制電源線供電。以下解釋假設VI/O使能信號先于VCORE使能信號。［當兩個使能信號重合或VCORE使能先于VI/O使能時，會注意到差異。

當應用 Vcc 時啟動啟動操作（從零斜坡或升壓）。請參閱圖 4。

當Vcc達到0.9V時，IC變?yōu)榛顒訝顟B(tài)，此時/穩(wěn)壓器關(guān)斷線路/SDO被驅(qū)動為低電平，以確保VI/O和VCORE電源穩(wěn)壓器被禁用。

當VCC達到2.5V時，NDRV被驅(qū)動至VCC，接通低閾值MOSFET，將VI/O和VCORE線路連接在一起。電源穩(wěn)壓器仍處于關(guān)閉狀態(tài)，因為 /SDO 保持低電平。

當VCC達到4.5V時（設置R7/R8欠壓控制衰減器，使UVLO引腳此時達到1.230V），/SDO被驅(qū)動為高電平以使能VI/O和VCORE電源穩(wěn)壓器。VI/O 和 VCORE 電源穩(wěn)壓器輸出通過 MOSFET 保持連接在一起，因為 NDRV 仍位于 VCC。

VI/O 先于 VCORE，并開始以 I/O 穩(wěn)壓器特性決定的速率上升。注意：VI/O 和 VCORE 都不應以超過 6.6V/μs 的速率上升。VCORE 隨 VI/O 上升，因為兩條穩(wěn)壓器輸出線通過 MOSFET 連接。在此階段，I/O穩(wěn)壓器輸出同時提供I/O和內(nèi)核負載，并反向驅(qū)動CORE穩(wěn)壓器輸出;兩個電壓相等。［如果VCORE先于VI/O，則VCORE反向驅(qū)動VI/O電源;兩個電壓相等。請參閱圖 5。

圖4.啟動/關(guān)斷操作，VI/O啟用前面的 V核心使。

圖5.啟動操作，V核心啟用前面的 VI/O使。

當 VCORE （=VI/O） 達到編程的 VCORE 設定點時，NDRV 會根據(jù)需要從 VCC 下降到較低的值，以將 VCORE 調(diào)節(jié)到略低于其正常值的預選設定點。［如果 VCORE 在 VI/O 之前，則忽略設定點，VCORE 上升到其正常的穩(wěn)壓器控制電平，VI/O 等于 VCORE，直到 I/O 穩(wěn)壓器輸出可用且 VI/O 超過 VCORE。此時，NDRV被驅(qū)動為低電平以關(guān)閉MOSFET，兩個電壓變得獨立，VI/O上升到正常水平，POK被釋放到高電平，控制器導通序列被終止。

控制器和 MOSFET 充當串聯(lián)調(diào)整穩(wěn)壓器，直到 V核心當 V 可用時核心上升到其正常的穩(wěn)壓器控制電平，NDRV 被驅(qū)動為低電平以關(guān)閉 MOSFET，兩個電壓變得獨立，VI/O上升到正常水平，控制器接通序列終止。

如果導通序列延遲，因為 VI/O或 V核心在釋放 /SDO 后，在內(nèi)部定時 15 毫秒內(nèi)不會啟動，/SDO 將被驅(qū)動為低電平以中止開啟序列。此故障條件被鎖定以防止自動重新啟動嘗試。

控制器關(guān)斷操作

在正常運行期間，控制器持續(xù)監(jiān)控內(nèi)核、I/O 和CORE_FB電壓。如果 V核心降至R1/R2設定的內(nèi)核調(diào)節(jié)電壓（可能是由于意外的高電流負載或短路），NDRV將被驅(qū)動為高電平以重新置位調(diào)節(jié)模式。請參閱圖 4。

如果這種情況持續(xù)超過10-20ms故障時間，或者如果UVLO引腳上的電壓降至其閾值電壓以下，則/SDO將被驅(qū)動為低電平以開始關(guān)斷操作。

VUVLO降至UVLO閾值以下，或者故障持續(xù)時間超過10-20ms。

/SDO 被驅(qū)動為低電平以禁用 VI/O 和 VCORE 電源。

VCORE 和地之間的內(nèi)部 20W MOSFET 泄放器導通以釋放輸出負載。

VCORE 開始下降。

VCORE 下降到 VCORE 設定點，而 VI/O 仍高于 VCORE，只要 VI/O 保持大于 VCORE，NDRV 就會根據(jù)需要驅(qū)動到中間點，以在設定點調(diào)節(jié) VCORE。

VI/O 降至 VCORE，NDRV 驅(qū)動至 VCC，打開 MOSFET 以將 VI/O 和 VCORE 線路短接在一起。注意： 在斷電階段，Vcc 必須保持在工作范圍內(nèi)，以便控制器可以繼續(xù)控制 NDRV，直到負載放電［1］。

選擇磁芯電壓跟蹤電平

內(nèi)核電壓跟蹤電平［2］ VCT（由圖2中的反饋衰減器R1/R2設置）是控制器處于跟蹤模式時VCORE保持的電壓。當VI/O電源在VCORE電源之前出現(xiàn)時，就會發(fā)生這種情況。內(nèi)核電壓跟蹤電平的選擇是一個重要的考慮因素，主要取決于VCORE和VI/O電源精度。約束如下：

VCT 必須低于 VCORE 的容差限制值，

VCT 必須高于 VI/O 減去 VI/O 和 VCORE 之間允許的差異，

VCT 不能高于 VI/O，或

VCT 必須高于允許的最低 VCORE。

我們必須提前知道V的限制I/O和 V核心用品。

例如，我們設置了以下限制：

VI/O 電源 = 3.3V±5%， 或 3.135-3.465V，

VCORE 電源 = 1.5V±50mV （±3.33%），或 1.45-1.55V，

VCORE 最小電壓 = 1.5V-10%，或 1.35V，以及

VCT必須在1.35-1.45V范圍內(nèi)，包括所有設置誤差。

選擇衰減器R1/R2比，使得在跟蹤階段CORE_FB引腳上出現(xiàn)0.8V電壓。我們將在示例中使用 VCT = 1.40V。

選擇衰減器R1/R2比，使得在跟蹤階段CORE_FB引腳上出現(xiàn)0.8V電壓。我們將使用 V電腦斷層掃描示例中為 1.40V。

內(nèi)核電壓和電壓電腦斷層掃描所有來源的誤差限值如圖 6 所示。五世電腦斷層掃描必須保持在 1.35V 以上（最小值）核心允許且低于 1.45V 最小 V核心供應范圍。

圖6.V 的表示電腦斷層掃描誤差限制和實現(xiàn)值。

確定錯誤

將電壓設置為CORE_FB時有幾個錯誤。它們是：

比較CORE_FB電壓的800mV基準在整個溫度范圍內(nèi)的容差為±2%。

電阻器本身具有公差;建議電阻容差為 ±0.1%。

電阻器的溫度系數(shù)為 25.0% 和 1.0% 電阻器的溫度系數(shù)為 ±5ppm/°C，100% 電阻器的溫度系數(shù)為 ±1ppm。

電阻器選擇只能以 1-2% 的增量進行。

如果R1和R2的值非常高，則偏置電流可能會產(chǎn)生影響CORE_FB。

內(nèi)部控制放大器的增益有限，因此R1/R2比值的計算包括有限放大器開環(huán)增益的影響。在選擇R1/R2時可以忽略復雜的計算，并且可以導出誤差項。

但是，不要驚慌

我們可以為您簡化所有這些，并使選擇 R1/R2 值的過程機械化。實際上，誤差的主要貢獻是參考本身的±2%。因此，讓我們檢查每個項目，一次檢查一個，看看每個項目對總誤差的貢獻程度。所有電阻值相關(guān)誤差均受R1/R2比值的影響，因此隨所選V而變化電腦斷層掃描。

以任何允許的R1/R2比率執(zhí)行所有誤差計算;它還使 UVLO 和 I/O 檢測電阻衰減器的選擇機械化（參見圖 2）。

許多讀者可能更喜歡跳過以下部分，因為它主要是為了幫助理解組件選擇電子表格是如何機械化的。

參考錯誤

這是一個真正的±2%，不能減少。

電阻容差

電阻容差誤差不是獨立于R1/R2比值的固定值，而是該比值的函數(shù)。不建議使用 ±1% 電阻。使用±_%電阻器的成本與使用±0.1%電阻器的成本相似，因此建議使用±0.1%電阻器。VCT=1.40V （ = 0.57143） 時計算出的最差情況容差誤差為 ±0.0857%。

電阻器TCR

TCR表示為±，并顯示為典型的蝶形曲線，因此最壞的情況是當一個電阻表現(xiàn)出正TCR而另一個電阻表現(xiàn)出負TCR時。事實上，相同值的電阻器應表現(xiàn)出幾乎相同的TCR;R1 和 R2 的值相差小于 2：1。假設類似值的電阻將跟蹤±10ppm，則在-40至+85°C溫度范圍內(nèi)計算出的±25ppm電阻的最差情況TCR誤差在VCT=1.40V時為±0.056%。然而，電子表格接受 ±25ppm 作為 0.1% 電阻的實際值（在 1.40V 時，整個溫度范圍內(nèi)為 ±0.1398%）。電阻 TCR 誤差可根據(jù)以下公式計算：

TCR 以百萬分之一表示，但在等式中應寫為小數(shù)（例如; 25ppm = 0.000025）。T 是與 25°C 的最大差值的絕對值（例如;-40 至 +85°C 產(chǎn)生兩個值：-65° 和 +60°）。

當 （+） 和 （-） 在上述商中反轉(zhuǎn)時，類似的值適用。

電阻器選擇

雖然可用的電阻值以2%為增量，但通過將R2分成兩部分，可以使實際R1/R2比值接近計算值。一個部分 R2a 是計算值以下最接近的可用值;另一部分 R2b 是一個非常低的值。以這種方式處理時，如果電阻在E96序列中，選擇誤差通常為《±0.01%，如果在E24序列中，則選擇誤差通常為《±0.05%。

CORE_FB 偏置電流

選擇數(shù)據(jù)手冊中在整個溫度范圍內(nèi)最大電流為300nA，以允許較短的測試時間，并且不代表實際漏電流，在85°C時小于30nA。 流入R1（10K）的一到三十納安（參見圖7）將導致10-300μV的誤差（+0.0007至+0.021%的VCT），因此在誤差計算中可以忽略。在此計算中不可能出現(xiàn)負誤差。

圖7.跟蹤電壓控制環(huán)路。

圖8.基準電壓測量電路。

控制放大器開環(huán)增益限制

在這種情況下，閉環(huán)增益誤差計算有些難以捉摸，因為給定的基準電壓誤差包括其自身的環(huán)路增益誤差，這是由于在單位閉環(huán)增益下設置為運算放大器輸出時測量的。運算放大器本身的實際開環(huán)增益通常為 4000，但范圍為 1000 至 10，000［4］。由于NMOS gfs極高，MOSFET源極跟隨器增益為》0.99，因此整體環(huán)路增益幾乎沒有變化。通常，圖7所示電路的閉環(huán)增益計算公式為：

可以應用適當?shù)臄?shù)學操作來證明，由于 V裁判圖8中使用的測量和規(guī)格方法，其中V裁判測量為 VR，但建議位于 VR0，校正后的增益公式為：

誤差可以通過形成實際與理想比率，減去 1 并將 x100 乘以百分比來計算。當Avol=時，上述VCT方程的最終形式坍縮為1/，因此最小增益下的誤差為：

VCT=1.40V時，實際計算的最差情況開環(huán)增益誤差為-0.00075至-0.0749%。在此計算中不可能出現(xiàn)正誤差。

誤差線性和

VCT=+1.40V時，使用0.1%電阻（包括300μV CORE_FB偏置誤差、25ppm TCR和0.01%電阻選擇誤差）計算的最差情況誤差總和為-2.316/+2.257%。MAX5039/MAX5040元件選擇電子表格計算包括除CORE_FB偏置電流誤差外的所有可能誤差。

電路穩(wěn)定性注意事項

圖1中的元件C2、C3和R2控制跟蹤穩(wěn)壓放大器的穩(wěn)定性，MAX5039/MAX5040數(shù)據(jù)資料中有詳細描述。建議選擇反饋電阻R1作為常值（通過R2的變化進行調(diào)整）。這允許 C2 和 R3 保持固定值，而不考慮 V電腦斷層掃描所選值［5］。元件選擇電子表格針對任何選定的 R1 值計算這些值。

引線網(wǎng)絡 C3/R9 提高了跟蹤環(huán)路速度，以消除 V電腦斷層掃描跟蹤階段的過沖和下沖。圖 9 和圖 10 說明了引入領(lǐng)先網(wǎng)絡后的改進情況。注意NDRV在沒有超前網(wǎng)絡的情況下響應緩慢和過沖，以及由此產(chǎn)生的V電腦斷層掃描圖9中的過沖和下沖（兩個圖中的垂直刻度不同）。元件選擇電子表格針對任何選定的 R1 值計算這些值。

圖9.無引線網(wǎng)絡的啟動波形。

圖 10.帶引線網(wǎng)絡的啟動波形。

電阻R4可以保持固定，而不考慮C的值抄送當領(lǐng)先網(wǎng)絡就位時。R4=39適用于 C抄送值為 1500μF 或更高。對于非常大的 C 值抄送，可以考慮降低R4，以略微提高跟蹤階段的環(huán)路穩(wěn)定性。

雙跟蹤控制啟動和關(guān)斷波形如圖11和12所示。

圖 11.雙跟蹤啟動波形。

圖 12.雙跟蹤關(guān)斷波形。

特殊注意事項 - 電源系統(tǒng)電源配置

各個系統(tǒng)設計將具有不同的電源和電源調(diào)節(jié)器/轉(zhuǎn)換器配置。一個電源系統(tǒng)可能只有一個5V電源，可用于為系統(tǒng)所需的所有低壓轉(zhuǎn)換器供電，而另一個電源系統(tǒng)可能只有一個3.3V電源。還有一些可能具有多個I/O和CORE電壓，可從單個多電壓源獲得，而無需使能控制線。每個都將受益于跟蹤電路配置的變化。

我們將研究 3 種基本配置，分別描述為 A、B 和 C，圖 13 中繪制了圖表，其變體將在后面描述。

圖 13.三種基本的電源系統(tǒng)電源配置。

如何處理跟蹤控制電路的主要區(qū)別在于轉(zhuǎn)換器的關(guān)斷控制信號輸入的可用性以及轉(zhuǎn)換器本身的特性。系統(tǒng)A具有關(guān)斷控制信號輸入，而系統(tǒng)B沒有關(guān)斷控制，用于+3.3V V。I/O，并且系統(tǒng) C 在任一 V 上都沒有可用的關(guān)斷控制I/O或 V核心用品。

系統(tǒng)B和C必須包括一個串聯(lián)開關(guān)，用于中斷和控制一個或多個電壓源。前面已經(jīng)提到，6.6V/μs是MAX5039/MAX5040跟蹤控制器可接受的最大電壓上升速率。系統(tǒng)處理器規(guī)格也可能限制其 V 的最大上升速率I/O和 V核心電壓。在這些情況下，串聯(lián)開關(guān)必須具有控制輸出電壓上升速率的能力。當跟蹤控制器通過單個MAX6820電源排序器IC增強，加上一個串聯(lián)MOSFET（用于每個非使能電源）時，很容易實現(xiàn)這一點。

此外，我們還需要了解 DC-DC 轉(zhuǎn)換器使能控制的上升和過沖電壓速率、使能控制的極性以及任何使能排序要求。如果轉(zhuǎn)換器/穩(wěn)壓器的輸出在啟動時從另一個電壓源反向饋電時行為不正常，或者第一個上來的轉(zhuǎn)換器無法支持整個系統(tǒng)的啟動電流，包括電容充電，則可能會產(chǎn)生使能時序要求。在大多數(shù)情況下，需要延遲 V核心使能信號在 V 后 _-2msI/O啟用信號。

使用MAX1842可以輕松構(gòu)建功率轉(zhuǎn)換器，以滿足所需的電壓上升速率和過沖特性，也可以購買現(xiàn)成的模塊化轉(zhuǎn)換器。一些模塊化功率轉(zhuǎn)換器（如 Power Trends PT6600 系列）可能需要串聯(lián) MOSFET 開關(guān)來控制電壓上升速率，因為顯會出現(xiàn)過大的使能控制輸出電壓上升和過沖率。其他產(chǎn)品如 DATEL LSN 系列表現(xiàn)出良好控制的電壓上升速率，無過沖，但可能需要交錯使能信號以確保正確的啟動操作。PT6600 系列具有正邏輯使能控制，而 LSN 系列具有負邏輯使能控制。表 1 列出了一些選項。

表 1.一些模塊化和內(nèi)置轉(zhuǎn)換器特性

轉(zhuǎn)換器類型和系列	禁用信號極性	啟用所需的排序	使能控制的輸出電壓上升率	使能控制的輸出電壓過沖
MAX1842分立器件	陰性	建議使用單 R/C 延遲	控制	控制
達特爾 LSN 系列	陽性	建議使用單 R/C 延遲	控制	控制
電源趨勢 PT6600 系列	陰性	不適用，因為	不受控制的。硬線使能導通，并控制輸入電壓轉(zhuǎn)換率	不受控制的。硬線使能導通，并控制輸入電壓轉(zhuǎn)換率

A型系統(tǒng)配置

A型系統(tǒng)可以以并聯(lián)配置運行，其中所有轉(zhuǎn)換器均由單個電源驅(qū)動，如圖14所示。所引用的 DATEL LSN 系列轉(zhuǎn)換器對 ENABLE 信號表現(xiàn)出友好的行為，但需要在 ENABLE 線路中使用逆變器。它們還可能受益于內(nèi)核電壓轉(zhuǎn)換器的延遲，以便I/O電壓先于內(nèi)核電壓上升。簡單實用的延遲和反轉(zhuǎn)電路詳見使能部分。

圖 14.并聯(lián) A 型系統(tǒng)還說明了延遲和反向啟用。

采用MAX1842構(gòu)建的分立式轉(zhuǎn)換器工作在圖15所示，使能線路中沒有反相器。

圖 15.帶分立轉(zhuǎn)換器的并聯(lián) A 型系統(tǒng)。

B型系統(tǒng)配置

如果穩(wěn)壓器在使能信號上表現(xiàn)不佳，則B型系統(tǒng)最好在級聯(lián)配置中工作，如圖16所示。在級聯(lián)系統(tǒng)中，外部+3.3V電源由MAX6820 IC控制的串聯(lián)MOSFET中斷;低壓轉(zhuǎn)換器由串聯(lián) MOSFET 的輸出側(cè)供電。從串聯(lián)MOSFET柵極到地放置一個電容，以控制中斷+3.3V的上升速率。電源趨勢 PT6600 轉(zhuǎn)換器在使能輸入連接到其 V 時表現(xiàn)良好在行當 V在上升速率由MOSFET系列控制。如果使用的穩(wěn)壓器在使能時表現(xiàn)良好，則圖17中的非級聯(lián)B型系統(tǒng)是合適的，不會對3.3V串聯(lián)MOSFET開關(guān)施加額外的應力。

圖 16.級聯(lián) B 型系統(tǒng)。

圖 17.并聯(lián)B型系統(tǒng)。

C型系統(tǒng)配置

Type-C 系統(tǒng)需要為每個受控電壓線提供一個串聯(lián)的 MOSFET，因為所有電壓始終存在，并且沒有可用的 ENABLE 控制線。所有線路均由MAX6820電源時序控制器IC中斷和斜坡上升，如圖18所示。從柵極到地連接的電容器控制電壓斜坡速率。MAX5039 /SDO輸出在適當?shù)臅r間使能MAX6820，由+5V輸入控制線控制。

圖 18.C型系統(tǒng)。

使能延遲和反轉(zhuǎn)電路

MAX5039/MAX5040提供使能輸出，標有/SDO，用于使能/禁用外部電源轉(zhuǎn)換器或穩(wěn)壓器。此輸出為負真禁用或正真啟用。它將吸收1.5mA或源出1mA電流，因此多個MAX5039的輸出可能不會一起進行集電極或連接。因此，圖3所示的菊花鏈連接適用于使用多個MAX5039的系統(tǒng)。

人們認識到，這種類型的使能輸出并不符合所有穩(wěn)壓器/轉(zhuǎn)換器使能控制信號要求。一些轉(zhuǎn)換器具有正真使能輸入，而其他轉(zhuǎn)換器具有正真禁用輸入。有些，如電源趨勢PT6600系列，需要一個集電極開路電流吸收禁用驅(qū)動器，而另一些，如DATEL LSN系列，需要一個電流源極禁用驅(qū)動器。采用MAX1842控制器芯片構(gòu)建的轉(zhuǎn)換器由MAX5039 /SDO灌電流/拉電流輸出直接供電。

表2列出了一些商用模塊化轉(zhuǎn)換器的啟用/禁用要求。

表 2 使能電路要求

產(chǎn)品	必須使能信號	禁用信號必須	最大施加電壓
達特爾 LSN 系列	開路或低電平	源 3mA @>2.25V	轉(zhuǎn)換器輸入+電壓
電源趨勢 PT6600 系列	開路或高電平	灌電流 0.5mA @<0.35V	+5V
MAX1842	高源電流 1μA @>2.0V	灌電流 1μA @<0.8V	轉(zhuǎn)換器輸入+電壓

圖19顯示了滿足幾乎所有要求的一些實用的使能/禁用接口電路。包括可選的延遲導通電路。第三個電路提供專門用于Datel LSN系列轉(zhuǎn)換器的功能，其中控制輸入為正真禁用或負真使能。使用此轉(zhuǎn)換器，如果輸入開路或接地，則使能該裝置;并且輸入不應超過電源輸入電壓電平。由于MAX5039/MAX5040 /SDO輸出在其輸出為高電平時會源出電流，因此當轉(zhuǎn)換器由+3.3V供電時，最好在該接口使用接口PNP晶體管。轉(zhuǎn)換器采用+5V供電時不需要該電路。電路包括R2，用于確保轉(zhuǎn)換器DISABLED引腳在MAX5039不上電期間被驅(qū)動為高電平（禁用）。

圖 19.啟用信號接口 ciruit 選項，包括延遲選項。

完整的A型電路

A型系統(tǒng)電路已經(jīng)在圖2和圖3中進行了處理。圖20所示為完整的A型并聯(lián)系統(tǒng)電路，采用分立式MAX1842轉(zhuǎn)換器構(gòu)成。這些轉(zhuǎn)換器包含內(nèi)部串聯(lián)和同步整流器 MOS 開關(guān)，可實現(xiàn)最少的組件數(shù)量，并且可以提供 1A 連續(xù)或高達 2.8A 的峰值輸出。提供2A和3A連續(xù)輸出的類似器件有MAX1644和MAX1623。兩個內(nèi)核電壓轉(zhuǎn)換器上較大的軟啟動電容提供從I/O電壓斜坡上升延遲的內(nèi)核電壓斜坡上升，因此不需要額外的延遲。

圖20。完整的A型系統(tǒng)電路，采用MAX1842降壓控制器IC。

完整的 B 型級聯(lián)和并聯(lián)電路

級聯(lián)B型雙跟蹤系統(tǒng)的完整電路如圖21所示。輸出電壓上升速率由C21控制。使用此配置，其中啟動控制是通過應用 V 進行的在（+5V），重要的是1.5V和1.8V轉(zhuǎn)換器輸出在施加V后10ms內(nèi)達到最終值在（+5V） 電源。

圖 21.完整的級聯(lián)B型系統(tǒng)電路。

并聯(lián)B型雙跟蹤系統(tǒng)的完整電路如圖22所示。+3.3V輸出電壓上升速率由C21控制，+1.5V和+1.8V上升速率由轉(zhuǎn)換器本身的使能特性控制。該電路可與Datel LSN系列轉(zhuǎn)換器配合使用。使用此配置，其中啟動控制是通過應用 V 進行的在（+5V），重要的是1.5V和1.8V轉(zhuǎn)換器輸出在施加V后10ms內(nèi)達到最終值在（+5V） 電源。

圖 22.完整的并聯(lián)B型系統(tǒng)電路。

完整的C型并聯(lián)電路

并聯(lián)C型雙跟蹤系統(tǒng)電路如圖23所示。所有三種電壓的輸出電壓上升速率均由C21控制。使用此配置，其中啟動控制是通過應用 V 進行的在（+5V），重要的是所有三個處理器系統(tǒng)電壓在施加V后10ms內(nèi)達到最終值在（+5V） 電源。

圖 23.完整的C型系統(tǒng)電路。

總結(jié)

MAX5039/MAX5040為處理器I/O和CORE電壓提供簡單、高性價比的分流電壓跟蹤功能，但在電源可電子禁用/使能的應用中不會引入串聯(lián)電壓/功率損耗。

當電源電壓源不能單獨使能/禁用時，增加串聯(lián)MOSFET開關(guān)和單個MAX6820（SOT23）電壓排序器IC即可滿足額外的控制要求。

幾乎任何電力系統(tǒng)電壓跟蹤要求都可以通過所提出的一個完全詳細的電路或其簡單變體直接滿足，并且?guī)缀跞魏问鼓?禁用接口都可以通過提出的使能接口電路之一進行適當?shù)臋C械化。

元件選擇電子表格簡化了跟蹤電路設計的過程。適當時可提供定制評估板和技術(shù)援助。

審核編輯：郭婷