硅鍺技術(shù)增強無線電前端性能

本應(yīng)用筆記介紹了硅鍺如何增強RF應(yīng)用中的IC性能。賈科萊托模型用于分析噪聲效應(yīng)。SiGe技術(shù)的更寬增益帶寬表明可提供更低的噪聲性能。探討了SiGe對線性度的影響。

對于蜂窩手機和其他數(shù)字便攜式無線通信設(shè)備，三個參數(shù)越來越重要。低功耗和輕質(zhì)電池為器件提供了自主性，更高的前端靈敏度增加了接收距離，更大的前端線性度對允許的動態(tài)范圍有直接影響。隨著非恒定能量調(diào)制方案（如 π/4DQPSK和 8QAM）的出現(xiàn)，最后一個參數(shù)越來越受到重視。

硅鍺（SiGe）是最新的創(chuàng)新，可同時改善接收器的功耗、靈敏度和動態(tài)范圍。GST-3是一種基于硅鍺（SiGe）的新型高速IC工藝技術(shù)，其特征是過渡圖（fT） 的 35GHz。典型的前端框圖（圖1）顯示了硅鍺技術(shù)（1.9GHz）對組合混頻器和低噪聲放大器（LNA）可能實現(xiàn)的性能。

圖1.典型的無線電輸入電路包括一個低噪聲放大器和混頻器。

噪聲性能

下變頻鏈路中噪聲系數(shù)的主要貢獻是LNA的第一個晶體管輸入級產(chǎn)生的噪聲。噪聲系數(shù)（NF）是網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)，用于將實際網(wǎng)絡(luò)中的噪聲與理想無噪聲網(wǎng)絡(luò)中的噪聲進行比較。功率增益 （G） 等于 G = P 的放大器或其他網(wǎng)絡(luò)的噪聲因數(shù) （F）外/P在可以表示為：

NF 是網(wǎng)絡(luò)輸入端口和輸出端口之間信噪比 （SNR） 下降的量度，通常以 dB 表示：NF = 10log10F.因此，

我們關(guān)注的是熱噪聲（也稱為約翰遜噪聲或白噪聲）和散粒噪聲（也稱為肖特基噪聲）。雙極晶體管的詳細高頻等效模型（Giacoleto模型—見圖2）有助于理解這種噪聲是如何產(chǎn)生的。該模型還展示了SiGe技術(shù)如何幫助降低LNA的前端噪聲系數(shù)。

圖2.這個詳細的npn晶體管模型（Giacoleto模型）簡化了頻率效應(yīng)的分析。

硅鍺熱噪聲和散粒噪聲

在溫度高于絕對零度（0°K）的導(dǎo)電介質(zhì)中，電荷載流子的隨機運動會產(chǎn)生隨機噪聲產(chǎn)生的電壓和電流。導(dǎo)體溫度升高會增加這些隨機運動的電荷載流子速度，從而增加噪聲電壓。晶體管中寄生基極電阻（Rbb'）產(chǎn)生的熱噪聲為Vn（f）= 4kTRbb'，其中Vn（f）等于電壓頻譜噪聲密度，單位為V2/Hz×。-23焦耳/開爾文），T是以開爾文（°C + 273°）為單位的絕對溫度。

散粒噪聲是電荷載流子顆粒狀性質(zhì)的結(jié)果。半導(dǎo)體中的直流電流通常被認為是每個時刻恒定的，但任何電流都由單個電子和空穴組成。只有這些電荷載流子的時間平均流顯示為恒定電流。電荷載流子數(shù)量的任何波動都會在該時刻產(chǎn)生隨機電流，這稱為散粒噪聲。

基極電流中散粒噪聲的頻譜噪聲密度為 Inb（f） = 2qIb = 2qIc/β ，其中 Inb 是以 I2/Hz 為單位的電流頻譜噪聲密度，Ib 是基極直流偏置電流，q 是一個電子電荷 （1.6×10-19庫侖），β是晶體管的直流電流增益。因此，晶體管輸入級產(chǎn)生的總噪聲頻譜密度是熱噪聲和散粒噪聲的總和：

γn = 4kTRbb′ + RSOURCE 2qIc/β

Analog 的新 SiGe 工藝 GST-3 是通過在晶體管基極中摻雜鍺來創(chuàng)建 GST-2（一種過渡頻率為 27GHz 的雙極工藝）的擴展。結(jié)果是Rbb'的重要降低和晶體管β的顯著增加。這兩種變化的綜合效應(yīng)是SiGe晶體管的噪聲系數(shù)更好（與具有相似集電極電流的硅晶體管相比）。通常，晶體管噪聲系數(shù)表示為：

因為 R源= Vn（f）/Inb（f） 給出了硅雙極和硅鍺技術(shù)的最小噪聲系數(shù)，SiGe 工藝的全部優(yōu)勢可以通過設(shè)計源阻抗接近該值的 LNA 來獲得。

無線設(shè)計的另一個重要方面是噪聲系數(shù)隨頻率的降額。典型晶體管的功率增益類似于圖3中的上曲線?？紤]到圖2所示的等效晶體管電路，這條曲線并不奇怪。實際上，該模型是一個RC低通濾波器，其增益在每倍頻程6dB時下降。共發(fā)射極電流增益（β）為單位（0dB）的最大理論頻率稱為轉(zhuǎn)換頻率（fT).LNA的增益（G）直接取決于β，因此降額噪聲系數(shù)[F = N外/（N在G）] 從增益的滾降開始。

圖3.硅鍺（SiGe）雙極晶體管具有高增益和低噪聲。

要了解GST-3 SiGe工藝如何改善高頻下的噪聲系數(shù)，請考慮將鍺添加到晶體管的p硅基極中可將基極上的帶隙降低80mV至100mV，從而在發(fā)射極和集電極結(jié)之間產(chǎn)生強電場。通過將電子從基座快速掃入集電極，該電場減少了傳輸時間（tb）需要承運人穿越狹窄的基地。如果所有其他因子保持不變，則減少了b使 F 增加約 30%T.

對于相同面積的晶體管，硅鍺器件實現(xiàn)了給定的 fT具有 GST-2 設(shè)備所需電流的一半到三分之一。更高的fT降低高頻噪聲，因為β滾降發(fā)生在更高的頻率下。

超低噪聲SiGe放大器（MAX2641）

硅鍺MAX2641優(yōu)于硅雙極LNA，后者的NF在接近2GHz限值時會下降（即，1GHz時為5.1dB，2GHz時為5.2dB）。SiGe器件中的高反向隔離還允許在不影響輸出匹配的情況下調(diào)諧輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，反之亦然。

硅鍺MAX2641針對1400MHz至2500MHz工作范圍進行了優(yōu)化，典型性能包括14.4dB增益、-4dBm輸入IP3（IIP3）、30dB反向隔離和1MHz時的3.1900dB噪聲系數(shù)（圖4）。該器件采用6引腳SOT23封裝，采用+2.7V至+5.5V單電源供電，吸收3.5mA電流，內(nèi)部偏置。通常只需要一個雙元件輸入匹配、輸入和輸出阻斷電容以及一個 V抄送旁路電容器。

圖4.請注意該硅鍺集成電路低噪聲放大器的極低噪聲系數(shù)。

線性

除了噪聲和有限帶寬外，通信系統(tǒng)還受到信號失真的限制。系統(tǒng)的有用性取決于其動態(tài)范圍（即它可以高質(zhì)量處理的信號范圍）。動態(tài)范圍由噪聲系數(shù)決定，噪聲系數(shù)的下限由靈敏度級別定義，上限由可接受的最大信號失真水平定義。實現(xiàn)最佳動態(tài)范圍需要在功耗、輸出信號失真和輸入信號電平與噪聲之間做出權(quán)衡。

典型的接收器框圖（圖1）顯示了噪聲系數(shù)和線性度對LNA和混頻器的相對重要性。由于LNA輸入直接由來自天線的極低電平信號提供，因此其NF是主要參數(shù)。對于由LNA輸出的放大信號饋送的混頻器，線性度是主要參數(shù)。

輸出從來都不是輸入信號的精確復(fù)制品，因為沒有晶體管是完全線性的。輸出信號始終包括諧波、互調(diào)失真（IMD）和其他雜散分量。在圖5中，第二項的P外方程稱為二次諧波或二階失真，第三項稱為三次諧波或三階失真。兩者的特點是用一個音調(diào)或兩個頻率緊密間隔的純正弦音組成的信號驅(qū)動器件輸入。例如，MAX2681的三階交調(diào)失真的特點是-25dBm信號由1950MHz和1951MHz的音調(diào)組成。

圖5.雙音測試表征諧波和互調(diào)失真。

P的圖形頻域表示外公式顯示輸出由基頻ω1和 ω2， 二次諧波 2Ω1和 2Ω2， 三次諧波 3Ω1和 3Ω2、二階互調(diào)產(chǎn)物IM2和三階互調(diào)產(chǎn)物IM3。圖5還顯示，在蜂窩手機和其他具有窄帶工作頻率（即幾十兆赫茲，小于一個倍頻程）的系統(tǒng)中，只有IM3雜散信號（2ω1- ω2） 和 （2Ω2- ω1） 落在濾波器通帶內(nèi)。結(jié)果可能是與ω相關(guān)的所需信號失真1和 ω2.

在 P外低輸出功率水平的公式，系數(shù)K1A與輸入信號幅度成正比，K2A2與平方成正比，K3A3與輸入幅度的立方成正比。因此，每個對數(shù)刻度上的圖是一條直線，其斜率對應(yīng)于響應(yīng)的順序。

二階和三階截距點通常用作品質(zhì)因數(shù)。截點越高，設(shè)備越能放大大信號。在較高的功率電平下，輸出響應(yīng)被壓縮，因此偏離基波響應(yīng)。該偏差點（圖6a）定義為1dB壓縮點，位于輸出信號壓縮1dB（G1分貝= G - 1dB），相對于曲線線性部分的外推。

來自MAX2681數(shù)據(jù)資料，P外與 1900MHz 以上的頻率相比，相對于 IM56，顯示出 -3dBc 的無雜散動態(tài)范圍 （SFDR）（圖 6b）。典型的操作條件是PRF在= -25dBm，IIP3 = 0.5dBm，轉(zhuǎn)換增益 = 8.4dB。LO-IF泄漏和其他雜散偽影可以通過窄帶IF濾波器濾除，如圖1所示。MAX2681 （SiGe雙平衡下變頻器）在典型值I條件下實現(xiàn)了這一性能。抄送電流僅為8.7mA。

圖6.這款硅鍺雙平衡下變頻器提供低 （0.5dBm） IIP3 電平 （a） 和 56dBc 動態(tài)范圍 （b）。

另一種下變頻混頻器（MAX2680）提供不同的性能規(guī)格。該器件采用微型 6 引腳 SOT23 封裝，由一個具有單端 RF、LO 和 IF 端口連接的雙平衡吉爾伯特電池混頻器組成。與MAX2681一樣，它采用+2.7V至+5.5V單電源供電，接受400MHz至2500MHz的RF輸入，下變頻至10MHz至500MHz的IF輸出。停機模式下的電源電流通常小于 0.1μA。LO輸入是一個單端寬帶端口，其典型輸入VSWR（400MHz至2.5GHz）優(yōu)于2.0：1。

前端輸入靈敏度

為了評估使用MAX2641/MAX2681下變頻器可實現(xiàn)的前端靈敏度，請考慮具有4MHz信號帶寬的QPSK調(diào)制。為了簡化計算，假設(shè)有一個完美的矩形輸入濾波器。首先，必須增加一個3dB NF（AntNF），以抵消天線開關(guān)和前端無源濾波器引起的3dB插入損耗。接下來，添加后LNA濾波器以消除LNA產(chǎn)生的失真（IM3失真除外）。為此，考慮使用具有2dB衰減和NF的濾波器。在1900MHz時，后LNA濾波器噪聲系數(shù)增加了MAX2681的11.1dB噪聲系數(shù)：

總噪聲系數(shù) = 濾波器噪聲系數(shù) + 混頻器噪聲系數(shù) = 2dB + 11.1dB =、13.1dB

LNA輸入需要高噪聲系數(shù)，因為它直接由來自天線的極低電平信號提供。混頻器NF被LNA增益衰減：

總凈值 = LNA NF + (1/GLNA)(NFTOTAL - 1) = 2.054;
NF總（dB） = 10log2.126 = 3.12dB。

帶 QPSK 調(diào)制和 10-3BER，天線輸入端所需的比特能量與噪聲能量的最小比值為 Eb/No = 6.5dB。+25°C時的絕對本底噪聲為AbsNfl = -174dBm = 10log（KT），其中T = +300°K和K = 1.38 × 10-23.濾波器帶寬（以dB為單位）為FiltBwth = 10log（4MHz） = 66dB。在圖1中，QPSK調(diào)制的前端靈敏度為10-3誤碼率估計為：

輸入靈敏度 = AbsNfl + AntNF + FiltBwth + NF總+ eb/no= -174dBm + 3dB + 66dB + 3.12dB + 6.5dB = -95.38dBm。

結(jié)論

與純雙極性工藝相比，SiGe在頻率超過1.0GHz時提供更低的噪聲系數(shù)。它還提供更低的電源電流和更高的線性度。模擬已經(jīng)展示了一種高線性度硅鍺混頻器，該混頻器在3MHz時的典型IIP0為5.1900dBm，噪聲系數(shù)為11.1dB（SSB），轉(zhuǎn)換增益為8.4dB，同時僅消耗8.7mA的電源電流。硅鍺的較高躍遷頻率（fT） 支持通過 5GHz 的應(yīng)用。

審核編輯：郭婷