通過LQFP中的IF數(shù)字化子系統(tǒng)簡化高性能窄帶接收機(jī)設(shè)計(jì)

作者：Paul Hendriks, Richard Schreier, and Joe DiPilato

移動(dòng)無線電用于公共安全和緊急服務(wù)（如警察、消防和救護(hù)車）以及私人服務(wù)，如車隊(duì)管理。為了提供增強(qiáng)的服務(wù)，以及提高頻譜效率和覆蓋范圍，這些無線電的設(shè)計(jì)已從傳統(tǒng)的基于模擬的調(diào)制方案（如FM和PM）轉(zhuǎn)向數(shù)字調(diào)制方法。

這些無線電的接收器必須能夠在存在大干擾信號的情況下準(zhǔn)確數(shù)字化低電平高頻信號。在使用某些窄帶移動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)的無線電中，干擾信號可能比所需信道大70 dB，頻率偏移小至25 kHz。由于這些系統(tǒng)通常不是蜂窩系統(tǒng)，因此移動(dòng)無線電的地理覆蓋范圍也是一個(gè)重要特征 - 它們必須具有出色的靈敏度，以恢復(fù)來自覆蓋范圍邊緣用戶的低電平信號。更復(fù)雜的是，這些無線電通常是便攜式的，使用率很高;他們要求使用更小、壽命更長的電池來降低功耗。

為了幫助設(shè)備設(shè)計(jì)人員，ADI公司推出了AD9870 IF數(shù)字化子系統(tǒng)，該IC旨在滿足移動(dòng)無線電和類似窄帶無線電應(yīng)用的苛刻要求，采用超外差架構(gòu)，采用模擬和/或數(shù)字調(diào)制方案。AD9870集成了整個(gè)IF條，外部元件極少。它可以接受頻率高達(dá)300 MHz、帶寬高達(dá)150 kHz的IF信號，并提供包含16位I和Q數(shù)據(jù)的串行數(shù)據(jù)輸出，然后可以使用主機(jī)處理器對其進(jìn)行解調(diào)。AD9870適用于基站和用戶單元，兼具基站所需的動(dòng)態(tài)范圍和便攜式無線電所需的低功耗。

所有接收器的最大問題是動(dòng)態(tài)范圍

接收器的動(dòng)態(tài)范圍決定了其在存在較大信號（稱為阻塞和干擾源）的情況下恢復(fù)低電平信號的能力。圖1顯示了可以降低任何無線電接收器有效動(dòng)態(tài)范圍的各種源。

圖1.所有接收器的“大問題”是動(dòng)態(tài)范圍！

目前假設(shè)頻譜中存在的唯一信號是“小目標(biāo)信號”。最小可檢測信號或靈敏度將由信號帶寬（B）、接收器的檢測閾值（SNR）決定最低）、接收器的噪聲系數(shù) （NF） 和固有熱噪聲限制 （kTB）。在290 K的溫度下，靈敏度可以用以下公式估算：

敏感性 = 信 噪 比最低+ 10log（B）+NF+（-174 dBm/Hz）

以下是一些潛在的噪聲源：

如果在下變頻到低于工藝技術(shù)的1/f轉(zhuǎn)折頻率之前，對目標(biāo)信號施加的增益不足，則低頻1/f噪聲就會(huì)成為一個(gè)問題。由失調(diào)和二階失真引起的直流元件也可能是有問題的。

大干擾源可以通過接收器LO的相位噪聲將其能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，通過稱為“倒易混頻”的過程。干擾源越大，離目標(biāo)信號越近，目標(biāo)信號就越有可能被這種噪聲傳遞機(jī)制破壞。此外，如果該干擾源足夠大，足以在接收器的前端電路中引起非線性，則雜散分量可能會(huì)混回目標(biāo)信號的通帶中?！鞍胫蓄l”問題是困擾二階線性度差的接收器的特殊情況，其中落在LO和目標(biāo)信號之間的干擾產(chǎn)生二階分量，該分量與LO的二次諧波混合以產(chǎn)生落在目標(biāo)信號上的雜散。接收器的IIP2規(guī)格允許接收器設(shè)計(jì)人員量化“半中頻”雜散。干擾源電平之間的差異或Δ，P在，得到的二階雜散為 IIP2 – P在.AD2的IIP45為9870 dBm，基本上不受這種“半中頻”問題的影響。

兩個(gè)等間距頻率偏移的大干擾源（即f0+ δ 和 f0來自目標(biāo)信號的+ 2Δ）將通過互調(diào)過程導(dǎo)致雜散分量落在目標(biāo)信號的頂部。在這種情況下，接收器的線性度在其IIP3規(guī)范中得到體現(xiàn)，數(shù)字越大，表示對三階交調(diào)的容差越高。兩個(gè)相等干擾源之間的差值或Δ，P在，所得的三階互調(diào)分量為 3 × （IIP2 – P在).AD9870具有–3 dBm的IIP1，因此在降低接收器靈敏度之前可承受高達(dá)–45 dBm的干擾。

超外差架構(gòu)

為了應(yīng)對會(huì)降低接收器恢復(fù)目標(biāo)低電平信號能力的大干擾源，使用超外差架構(gòu)將RF信號轉(zhuǎn)換為一個(gè)或多個(gè)中頻（IF），其中對相鄰干擾信號進(jìn)行濾波以及目標(biāo)信號的放大和增益控制更為實(shí)用。超外差方案自第一次世界大戰(zhàn)以來一直被采用，迄今為止一直是最受歡迎的無線電接收器架構(gòu)。采用這種架構(gòu)的通用版本（窄帶數(shù)字接收器中很常見）如圖2所示。

圖2.數(shù)字接收器的典型超外差架構(gòu)。

在RF-IF下變頻之前，帶選擇濾波器（雙工器）和/或鏡像抑制濾波器選擇目標(biāo)信號工作的整個(gè)RF頻段。低噪聲放大器（LNA）在下變頻之前放大預(yù)期的RF頻段，對于確定接收器的靈敏度至關(guān)重要。除目標(biāo)信號外，RF混頻器之后的下變頻IF頻譜通常還包含不同強(qiáng)度的信號陣列。通道選擇和放大發(fā)生在IF：目標(biāo)信號通過一個(gè)或多個(gè)晶體或SAW型無源濾波器從其他信號中選擇。濾波后，目標(biāo)信號經(jīng)過進(jìn)一步放大，其信號強(qiáng)度通過AGC環(huán)路穩(wěn)定在預(yù)設(shè)水平，以優(yōu)化正交解調(diào)過程。在許多數(shù)字接收器中，IF模擬正交調(diào)制器將IF信號分離成正交基帶I和Q分量，然后由雙通道ADC進(jìn)行數(shù)字化處理。在這種情況下，解調(diào)信號的調(diào)制精度對正交調(diào)制器和雙通道ADC中的模擬失調(diào)、正交LO失配和I/Q增益失配非常敏感。

AD9870架構(gòu)

AD9870 IF數(shù)字化子系統(tǒng)集成了大部分IF、基帶和一些數(shù)字后處理功能模塊，降低了典型超外差接收器的復(fù)雜性，如圖3所示。

圖3.AD9870簡化了數(shù)字接收器，同時(shí)提高了性能。

AD9870與典型的超外差架構(gòu)不同，它采用寬動(dòng)態(tài)范圍帶通Σ-Δ型ADC對第二中頻信號以及任何相鄰干擾源進(jìn)行采樣。目標(biāo)中頻信號的解調(diào)以數(shù)字精度和穩(wěn)定性執(zhí)行，而附近的侵入干擾源可以通過數(shù)字濾波進(jìn)行抑制。

圖4顯示了AD9870的功能框圖。LNA和混頻器的作用類似于超外差架構(gòu)的RF部分，用于放大和下變頻以第一中頻為中心的目標(biāo)信號，使其下變頻為適合帶通ADC數(shù)字化的較低第二中頻。

圖4.AD9870的功能框圖顯示了集成度。

LNA和混頻器提供約10.5 dB增益，同時(shí)保持系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，輸入噪聲系數(shù)為9 dB，三階截調(diào)截點(diǎn)為3 dBm。高輸入阻抗（0歐姆）簡化了與晶體或SAW濾波器的接口。片內(nèi)LO PLL頻率合成器可與外部環(huán)路濾波器和VCO結(jié)合使用，以產(chǎn)生可調(diào)諧LO頻率。

第二中頻信號正好以帶通ADC采樣速率的2/1為中心（即如果2= ?時(shí)鐘/8） 以允許簡單的 ?s/8數(shù)字正交解調(diào)方案。下變頻至第二中頻后，信號由可調(diào)諧（和可編程）有源三階抗混疊濾波器（AAF）處理，以抑制可能出現(xiàn)在采樣ADC混疊頻帶內(nèi)的信號（即N × ?時(shí)鐘/8 ± ?時(shí)鐘/8.AAF 調(diào)諧電路可以支持 13 至 18 MHz 之間的 ADC 采樣速率，通常將 3dB 截止頻率設(shè)置和調(diào)諧至略高于第二個(gè) IF （即 ?-3分貝=?時(shí)鐘/3.2).

AAF 中內(nèi)置一個(gè)可變增益放大器 （VGA），可提供高達(dá) 26 dB 的增益范圍（圖 5）。VGA增益擴(kuò)展了AD9870的動(dòng)態(tài)范圍，可以直接編程，也可以通過自動(dòng)增益控制（AGC）環(huán)路進(jìn)行控制。AGC環(huán)路通常在強(qiáng)信號條件下調(diào)用，通過在ADC輸入端保持可編程固定信號電平來防止A/D轉(zhuǎn)換器“過載”或削波。AD9870采用高效的混合方法實(shí)現(xiàn)AGC功能，如圖5所示：模擬域和數(shù)字域協(xié)同工作，進(jìn)行信號估計(jì)和控制。

圖5.“混合”AGC控制環(huán)路擴(kuò)展了AD9870的動(dòng)態(tài)范圍。

當(dāng)強(qiáng)目標(biāo)信號或干擾源落在第一級20倍數(shù)字濾波器的帶寬內(nèi)時(shí)，對信號進(jìn)行數(shù)字估計(jì)，并與編程參考電平（AGCR）進(jìn)行比較。兩級之間的差值被饋送到數(shù)字積分器，數(shù)字積分器更新控制DAC以調(diào)整VGA的模擬電壓。由于無法準(zhǔn)確估計(jì)落在第一級數(shù)字濾波器通帶之外的強(qiáng)干擾源，因此基于簡單差分比較器的模擬環(huán)路監(jiān)視ADC的輸入，并在任何超量程條件下控制環(huán)路，以降低VGA增益。

外部電容器用于平滑DAC的轉(zhuǎn)換，其時(shí)間常數(shù)由其電容和DAC的內(nèi)部源電阻確定。R-C截止頻率通常設(shè)置在控制系統(tǒng)的環(huán)路帶寬之外，以確保對環(huán)路動(dòng)態(tài)進(jìn)行連續(xù)的數(shù)字控制?？刂骗h(huán)路帶寬可通過數(shù)字方式編程，攻擊和衰減時(shí)間可在很寬的范圍內(nèi)變化，并能夠?qū)θ魏芜^載條件做出反應(yīng)。

任何包含VGA的窄帶接收器信號鏈的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍取決于VGA的特定增益設(shè)置，因?yàn)樾盘柭窂街忻考壺暙I(xiàn)的噪聲與“整體”輸入?yún)⒖荚肼暤谋戎惦S著前一級增益的增加而降低。這意味著由噪聲系數(shù)NF描述的輸入噪聲通常由前幾級（即LNA和混頻器）主導(dǎo)，信號鏈末端的噪聲源（即ADC）對系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響最小，前提是這些模塊之間有足夠的增益。

圖6.AD9870的動(dòng)態(tài)范圍取決于VGA設(shè)置。

對于AD9870，VGA的增益在25 dB范圍內(nèi)標(biāo)稱可調(diào)。圖6顯示了當(dāng)目標(biāo)信號（或干擾源）的輸入功率從–9870 dBm增加到–85 dBm時(shí)，VGA增益設(shè)置如何影響AD23的噪聲系數(shù)。在小信號條件下，VGA設(shè)置為最大增益;AD9870的噪聲系數(shù)由LNA/混頻器和VGA的輸入噪聲決定。但是，隨著信號功率的增加，它會(huì)達(dá)到VGA增益開始降低的點(diǎn)（取決于AGC基準(zhǔn)電平），以防止ADC削波。此時(shí)，隨著信號功率的進(jìn)一步增加，VGA增益降低，dB對dB。此外，在此區(qū)域中，ADC的輸入信號電平保持不變，ADC的噪聲開始占主導(dǎo)地位，因此系統(tǒng)的NF也會(huì)以每dB1 dB的速率下降。隨著信號功率的持續(xù)增加，達(dá)到VGA增益設(shè)置為絕對最小值的點(diǎn)（即–26 dBm），ADC輸入端的信號電平進(jìn)一步增加，直到發(fā)生削波（即–24 dBm）。

AD9870的“核心”是其帶通Σ-Δ型ADC（圖2），它使低中頻數(shù)字化方法在IC中變得可行且實(shí)用，適用于需要高動(dòng)態(tài)范圍和最小功耗的無線電系統(tǒng)。該ADC與后端數(shù)字抽取濾波器一起，在7 kHz帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)了近14.5 ENOB的性能，同時(shí)對頻率高達(dá)10.2 MHz的信號進(jìn)行采樣。它實(shí)現(xiàn)了這些規(guī)格，同時(shí)從25.13 V電源僅消耗3 mA電流。

圖7.多位四階帶通 E-Δ ADC 可在 ? 處產(chǎn)生深陷波時(shí)鐘/8.

Σ-Δ ADC基于一個(gè)四階開關(guān)電容、多位調(diào)制器，由兩個(gè)級聯(lián)諧振器組成，在噪聲傳遞函數(shù)（NTF）中提供兩對復(fù)數(shù)零點(diǎn)，落在?附近時(shí)鐘/8.這些復(fù)零點(diǎn)在2nd-IF頻率的位置以及多位反饋路徑有助于確保窄區(qū)域內(nèi)的低本底噪聲（?的±3.3%時(shí)鐘/8） 在第二個(gè)中頻頻率附近。

來自ADC的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)饋入AD9870的數(shù)字信號處理部分（圖8）。本節(jié)包括一個(gè)?時(shí)鐘/8復(fù)數(shù)（或正交）解調(diào)器，后跟三個(gè)線性相位FIR濾波器。復(fù)數(shù)解調(diào)器分離目標(biāo)二中頻信號，中心位置為 ?時(shí)鐘/8，在濾波前放入其I/Q元件中。

圖8.數(shù)字正交解調(diào)，后接可編程抽取濾波器，提供基帶I/Q數(shù)據(jù)。

復(fù)數(shù)解調(diào)器的輸出頻譜由目標(biāo)信號（現(xiàn)在以“dc”為中心）以及模擬域中未充分濾除的任何不需要的干擾源和/或噪聲組成。一系列抽取濾波器去除了這些不需要的成分，同時(shí)根據(jù)目標(biāo)通道的帶寬降低了數(shù)據(jù)速率。根據(jù)調(diào)制方案，復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)速率（因此抽取因子）設(shè)置為至少比通道帶寬大兩倍，以允許進(jìn)一步的后處理。DEC1 和 DEC2 均使用級聯(lián)四階梳狀濾波器拓?fù)?DEC4 的抽取因子可由用戶編程，以適應(yīng)不同的通道帶寬。DEC2 是一個(gè)十進(jìn)制乘 3 FIR 濾波器;它設(shè)置復(fù)合濾波器的近內(nèi)在過渡帶特性。DEC3的16位I和Q輸出被饋入同步串行接口（SSI）功能，該功能將數(shù)據(jù)格式化為串行位流，并將其他可選信息（如AGC、信號強(qiáng)度和同步）嵌入到位流中。

審核編輯：郭婷