如何構(gòu)建24GHz FMCW雷達(dá)系統(tǒng)

本文介紹了 24 GHz ISM 頻段內(nèi)調(diào)頻連續(xù)波 （FMCW） 雷達(dá)的生成。這包括此類雷達(dá)系統(tǒng)所需的主要構(gòu)建模塊，例如斜坡生成、發(fā)射和接收級(jí)、下變頻和采樣。

介紹

雷達(dá)類型范圍很廣，但從最基本的意義上講，它們是用于物體檢測(cè)的傳感器。各種類型的雷達(dá)在可以探測(cè)的物體以及可以從每個(gè)物體收集的信息量方面有不同的限制。沒有一種雷達(dá)系統(tǒng)能夠最適合所有應(yīng)用。例如，一些復(fù)雜度較低的雷達(dá)，如連續(xù)波（CW）可能只探測(cè)單個(gè)物體的速度。這通常會(huì)導(dǎo)致一個(gè)相對(duì)簡(jiǎn)單的實(shí)施和較低的硬件和軟件成本的系統(tǒng)。但是在其他情況下，了解對(duì)象的范圍甚至其大小至關(guān)重要，因此需要一個(gè)更復(fù)雜的系統(tǒng)。FMCW雷達(dá)可以探測(cè)多個(gè)物體的范圍和速度。FMCW 雷達(dá)在可用對(duì)象數(shù)據(jù)、復(fù)雜性和成本之間提供了很好的折衷方案。該技術(shù)在設(shè)計(jì)應(yīng)用方面具有靈活性，因此這將是本文的重點(diǎn)。

ADI TinyRad雷達(dá)開發(fā)平臺(tái)（框圖如圖1所示）將作為本文的主要示例和討論點(diǎn)。TinyRad系統(tǒng)設(shè)計(jì)背后的推理及其實(shí)施將用于強(qiáng)調(diào)雷達(dá)系統(tǒng)設(shè)計(jì)過程中需要做出的一些考慮和妥協(xié)。

圖1.EV-TINYRAD24G 框圖。本文將詳細(xì)解釋這些塊。

你想檢測(cè)什么？

在決定工作頻率或要使用的特定雷達(dá)拓?fù)渲?，首先推斷雷達(dá)應(yīng)該能夠檢測(cè)到的物體的一些參數(shù)是有用的。

尺寸和材料

最大范圍

最大速度

與其他物體的接近程度

所需的有關(guān)目標(biāo)的信息量。是需要對(duì)目標(biāo)有清晰的了解還是只是曇花一現(xiàn)？

物體的雷達(dá)橫截面（RCS）是物體在雷達(dá)上顯示的特征的度量。一個(gè)人的RCS大約等于1平方米。

雷達(dá)的工作范圍可以通過公式1中給出的雷達(dá)方程來估計(jì)。除了目標(biāo)的特性（RCS以σ表示）之外，決定雷達(dá)范圍的主要方面是波長(zhǎng)（λ），天線增益（G德克薩斯和 G接收），以及發(fā)射端的功率（P德克薩斯） 和接收 （P德克薩斯） 階段。最大范圍是當(dāng)接收信號(hào)功率處于基于接收最小可檢測(cè)信號(hào) （MDS） 的系統(tǒng)可能的最低可能值時(shí)的情況。雷達(dá)方程可以擴(kuò)展為包括各種其他影響和損失，例如大氣吸收，盡管這里只顯示了基本形式。

雷達(dá)的最大范圍還與脈沖長(zhǎng)度有關(guān)，因此也與模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣頻率有關(guān)。這被稱為最大明確范圍，與發(fā)射脈沖反射所需的時(shí)間和推斷出有意義的雷達(dá)數(shù)據(jù)有關(guān)。

FMCW雷達(dá)可以檢測(cè)到的最大速度與波長(zhǎng)和掃描時(shí)間有關(guān)，如公式2所示。

以280 μs的調(diào)制周期為例，最大目標(biāo)速度約為44 km/h。

來自這些斜坡的基帶信號(hào)需要在處理之前進(jìn)行采樣，因此ADC采樣速率和采樣數(shù)（N）也將影響實(shí)際的最大速度。雖然可以減少樣本數(shù)量以允許快速斜坡采樣，但這會(huì)降低速度分辨率。

ADC和采樣部分將討論基帶雷達(dá)信號(hào)采樣的進(jìn)一步考慮因素。

頻率注意事項(xiàng)

更高的操作頻率確實(shí)有幾個(gè)好處。例如，較小的波長(zhǎng)提供更好的距離檢測(cè)和對(duì)象分類數(shù)據(jù)，較短的波長(zhǎng)也意味著天線方向圖將更小，這將導(dǎo)致整體系統(tǒng)尺寸更小。在某些情況下，天線可能內(nèi)置在IC中，但我們將看到更高的頻率并不總是更好。

對(duì)于FMCW雷達(dá)，掃描的帶寬（即此處作為帶寬給出的斜坡起始頻率到停止頻率）與距離分辨率直接相關(guān)。距離分辨率如公式4所示。距離分辨率是同一軸承中的兩個(gè)目標(biāo)需要分開的最小距離，才能推斷為兩個(gè)單獨(dú)的目標(biāo)。在選擇雷達(dá)的工作頻率時(shí)，所需的距離分辨率是最重要的考慮因素之一，因?yàn)槿绻粧呙韪鼘挼念l率范圍，就不可能增加分辨率，由于頻段限制，這并不總是可行的。

25 GHz是ISM頻段，這意味著雷達(dá)可以作為商業(yè)產(chǎn)品銷售的市場(chǎng)限制最小。每個(gè)區(qū)域都有一些差異，但一般來說，24 GHz ISM頻段覆蓋24 GHz至24.25 GHz。 使用公式4，這相當(dāng)于24 GHz頻段的距離分辨率約為60 cm。

77 GHz頻段具有相對(duì)較寬的帶寬分配，最高可達(dá)5 GHz。這提供了出色的范圍分辨率，但應(yīng)注意一些主要限制。77 GHz頻段的主要缺點(diǎn)是它主要局限于汽車應(yīng)用。存在某些區(qū)域相關(guān)的例外情況，例如工業(yè)油箱液位傳感，但在大多數(shù)情況下，77 GHz雷達(dá)將僅限于汽車市場(chǎng)。另一個(gè)缺點(diǎn)是，根據(jù)所需的斜坡速率，在這些頻率下掃描5 GHz的帶寬對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)模擬鎖相環(huán)（PLL）和壓控振蕩器（VCO）拓?fù)鋪碚f，很難生成具有可接受的線性度的斜坡。結(jié)果是一個(gè)復(fù)雜（且昂貴）的雷達(dá)系統(tǒng)，僅從斜坡生成的角度來看。

在 77 GHz 頻段工作的其他顯著缺點(diǎn)是對(duì)仔細(xì)的 PCB 設(shè)計(jì)、制造和天線校準(zhǔn)的需求增加。

與 77 GHz 頻段一樣，60 GHz 頻段也具有寬帶寬分配并具有許多優(yōu)勢(shì)，同時(shí)也是與 24 GHz 頻段類似的 ISM 頻段。話雖如此，由于氧氣的電磁吸收特性，通過空氣傳播的 60 GHz 信號(hào)將遭受顯著的衰減峰值。通常，60 GHz雷達(dá)的有效射程小于20 m。

角分辨率

雷達(dá)的角分辨率是接收天線孔徑（D）和元件數(shù)量的直接函數(shù)。要找到目標(biāo)的位置，至少需要兩個(gè)接收通道。如果接收天線之間的距離已知，則反射信號(hào)到達(dá)一個(gè)通道與另一個(gè)通道相比時(shí)的延遲可用于對(duì)目標(biāo)相對(duì)于雷達(dá)的位置進(jìn)行三角測(cè)量。

大多數(shù)FMCW雷達(dá)只會(huì)在2D空間中顯示目標(biāo)。也就是說，它們不會(huì)檢測(cè)到目標(biāo)的高度。有一些先進(jìn)的技術(shù)可以用來估計(jì)高度，例如通過單脈沖雷達(dá)。這要求傳輸?shù)男盘?hào)具有額外的編碼，并且可以根據(jù)該編碼數(shù)據(jù)計(jì)算目標(biāo)的高度。這需要復(fù)雜的斜坡輪廓系統(tǒng)和先進(jìn)的后處理算法。因此，本文將重點(diǎn)介紹用于在 2D 域中繪制目標(biāo)的標(biāo)準(zhǔn) FMCW 雷達(dá)拓?fù)洹?/p>

斜坡生成

如“您要檢測(cè)什么？部分，目標(biāo)的速度將決定斜坡需要多快。

生成FMCW掃描的最直接方法是使用PLL和VCO作為頻率合成器。某些型號(hào)的 PLL 具有內(nèi)置的頻率掃描器。它們使用內(nèi)部定時(shí)器和時(shí)鐘在內(nèi)部自動(dòng)遞增PLL N計(jì)數(shù)器。增加N計(jì)數(shù)器將增加輸出頻率，從而形成斜坡曲線?？梢远ㄖ拼_切的輪廓和時(shí)序以適應(yīng)特定應(yīng)用，例如，鋸齒波與三角波，或添加斜坡延遲周期。

生成FMCW掃描的另一種方法是使用外部波發(fā)生器將波形施加到PLL電荷泵和VCO之間的電壓調(diào)諧上。另一種選擇是在固定頻率設(shè)置中使用PLL，并使用數(shù)字直接頻率合成器（DDS）作為其參考輸入信號(hào)。DDS允許快速頻率切換，因此可以掃描基準(zhǔn)電壓源以從PLL產(chǎn)生斜坡波形。

對(duì)于FMCW雷達(dá)應(yīng)用，由于構(gòu)成FMCW斜坡的快速跳頻，PLL鎖定時(shí)間非常重要。對(duì)于與單頻段VCO配對(duì)的PLL，鎖定時(shí)間的最大因素是環(huán)路濾波器的帶寬。環(huán)路帶寬越高，建立時(shí)間越短，但也會(huì)增加帶內(nèi)相位噪聲。如果環(huán)路帶寬太窄，則頻率斜坡可能不是線性的，尤其是在下坡時(shí)。還可能存在過度的下沖，從而導(dǎo)致光譜發(fā)射/順應(yīng)性問題。對(duì)于快速掃描FMCW，PLL的環(huán)路濾波器帶寬是有限制的。經(jīng)驗(yàn)法則是它不應(yīng)超過 10/PFD 頻率。實(shí)際上，由于所需的電容尺寸很小，而且PCB級(jí)的寄生效應(yīng)會(huì)破壞濾波器設(shè)計(jì)，因此很難實(shí)現(xiàn)2 MHz以上的環(huán)路濾波器帶寬。如果要使用有源環(huán)路濾波器，另一個(gè)經(jīng)驗(yàn)法則是運(yùn)算放大器的增益帶寬積（GBP）應(yīng)至少比PFD頻率大10倍。

圖2.多個(gè)檢測(cè)到的雷達(dá)目標(biāo)的模擬圖，以及斜坡帶寬和相位噪聲如何影響檢測(cè)和區(qū)分每個(gè)目標(biāo)的能力。

ADI公司的免費(fèi)軟件ADIsimPLL?可用于對(duì)包括斜坡發(fā)生器的ADI PLL進(jìn)行頻域性能分析和時(shí)域斜坡分析。有關(guān)教程，請(qǐng)參見視頻“使用ADIsimPLL仿真ADF4158的頻率斜坡”。

ADF4159 PLL在功能上包括斜坡生成功能，并包含在ADIsimPLL軟件中，因此在本例中，它將作為斜坡發(fā)生器。其最大工作頻率為13 GHz，因此應(yīng)使用具有2分頻輸出連接到PLL輸入的VCO來實(shí)現(xiàn)覆蓋24 GHz ISM頻段的斜坡。

發(fā)射（發(fā)射）級(jí)

為了通過為FMCW斜坡提供足夠的增益來有效地傳播發(fā)射的雷達(dá)信號(hào)并與天線接口，需要一個(gè)發(fā)射級(jí)。我們之前已經(jīng)注意到，雷達(dá)的范圍是傳輸信號(hào)強(qiáng)度的函數(shù)。

還需要VCO鎖定到上一節(jié)中討論的PLL。發(fā)射級(jí)可以分立構(gòu)建，VCO的輸出被分割到PLL反饋和PA級(jí)。集成選項(xiàng)是ADF5901 MMIC發(fā)送IC。它具有一個(gè)24 GHz至24.25 GHz的VCO，內(nèi)置2分頻輸出，可與ADF4159 PLL配對(duì)。ADF5901的輸出端還包括一個(gè)功率放大器（PA），可提供高達(dá)8 dBm的輸出功率。這對(duì)于高達(dá) 100 m 左右的范圍（對(duì)于 RCS = 1 m ）就足夠了2).為了進(jìn)一步擴(kuò)展范圍，可以使用額外的外部PA級(jí)。

ADF5901具有兩個(gè)發(fā)射輸出通道。對(duì)于正常操作，僅使用其中之一。兩個(gè)發(fā)射通道可以交替用于高級(jí)多輸入多輸出 （MIMO） 操作（請(qǐng)參閱“其他功能”部分）。

接收到的雷達(dá)信號(hào)下變頻也需要LO信號(hào)。該LO頻率應(yīng)與每時(shí)刻的發(fā)射信號(hào)頻率完全相同。有關(guān)下變頻的更多詳細(xì)信息，請(qǐng)參閱接收階段 （Rx） 和下變頻部分。

接收級(jí) （Rx） 和下變頻

我們之前已經(jīng)注意到，要對(duì)目標(biāo)的角度位置進(jìn)行三角測(cè)量，需要多個(gè)接收通道。我們還看到，雷達(dá)系統(tǒng)可以放置目標(biāo)的角度偏移精度（角度分辨率）與其擁有的接收通道數(shù)量直接相關(guān)。對(duì)于我們提出的雷達(dá)的接收級(jí)，我們將考慮ADF5904接收MMIC。ADF5904具有四個(gè)接收通道，角度分辨率相對(duì)較低。增加通道數(shù)量的一種方法是使用多個(gè)接收IC。這可以通過確保它們都接收相同的LO信號(hào)以實(shí)現(xiàn)精確的下變頻來實(shí)現(xiàn)。對(duì)于兩個(gè)ADF5904 IC，考慮到ADF5901 LO輸出功率和ADF5904的LO輸入靈敏度，威爾金森分壓器等無源分路器就足夠了。為了進(jìn)一步增加具有兩個(gè)以上ADF5904 IC的接收通道，LO輸出端需要一些PA形式的增益（例如HMC863ALC4）。

雖然更多的接收通道將導(dǎo)致更高性能的雷達(dá)，但這確實(shí)會(huì)增加數(shù)據(jù)負(fù)載，反過來又需要更多的處理能力。由于成像雷達(dá)中有許多接收通道，實(shí)時(shí)處理可能需要具有復(fù)雜固件例程的昂貴FPGA解決方案，而限制通道數(shù)量意味著可以使用相對(duì)低成本的DSP來執(zhí)行處理和數(shù)據(jù)傳輸。因此，本例將使用一個(gè)具有四個(gè)接收通道的ADF5904，因?yàn)樵黾佑行Ы邮胀ǖ赖牧硪环N方法是利用MIMO操作，因?yàn)槲覀冞x擇雙通道發(fā)射配置。

來自目標(biāo)的反射信號(hào)的信號(hào)功率是傳輸信號(hào)功率的一小部分;因此，LNA通常用于增益接收到的信號(hào)。低反射信號(hào)功率的另一個(gè)問題是，噪聲系數(shù)（NF）和接收級(jí)產(chǎn)生的輸出噪聲將決定最小可檢測(cè)信號(hào)（MDS），并可能限制系統(tǒng)的最大范圍。

NF較差時(shí)，根據(jù)所需的信噪比（SNR），可能無法檢測(cè)到目標(biāo)。傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)通常以3 dB的SNR為目標(biāo)。對(duì)于雷達(dá)系統(tǒng)，這不是完全必需的，典型的最小SNR將在10 dB至15 dB區(qū)域。擬議的信噪比將取決于具體應(yīng)用。例如，如果減少錯(cuò)過目標(biāo)的可能性很重要，則需要較低的最小信噪比。相反，如果需要將錯(cuò)誤目標(biāo)的可能性降至最低，那么更高的最小SNR是更好的選擇。ADF5904的噪聲系數(shù)為10 dBm，對(duì)于1 MHz基帶帶寬和10 dB的SNR，MDS約為–94 dB。

對(duì)于FMCW雷達(dá)下變頻，必須將接收到的信號(hào)與發(fā)射信號(hào)進(jìn)行比較，或者在這種情況下，將其復(fù)制為L(zhǎng)O信號(hào)。LO饋入混頻器，接收信號(hào)下變頻。FMCW雷達(dá)中常見的混頻器拓?fù)涫侵苯幼冾l，也稱為零差或零中頻混頻器。ADF5904集成了直接變頻混頻器。混音器的輸出是非 IQ 真實(shí)數(shù)據(jù)。相位和目標(biāo)速度是通過一系列快速傅里葉變換（FFT）分析得出的。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器和采樣

在處理FMCW數(shù)據(jù)并推導(dǎo)出有用的目標(biāo)信息之前，必須首先分別使用模擬前端（AFE）和ADC對(duì)下變頻基帶波形進(jìn)行濾波和采樣。除了通道數(shù)、動(dòng)態(tài)范圍、SNR、每個(gè)通道同時(shí)采樣的能力以及魯棒濾波選項(xiàng)等通常的ADC考慮因素之外，ADC的選擇將取決于雷達(dá)是否需要利用快速FMCW斜坡來幫助檢測(cè)許多快速移動(dòng)的目標(biāo)，或者慢速斜坡是否足以滿足用例。

我們選擇的ADF5904接收支持的解調(diào)帶寬高達(dá)10 MHz，因此迄今為止所提出的雷達(dá)系統(tǒng)可以支持低速或高速FMCW斜坡。

低速斜坡將具有500 kHz范圍內(nèi)的低基帶帶寬，而高速FMCW斜坡需要高速信號(hào)鏈來支持帶寬為10 MHz及以上的基帶信號(hào)。

ADAR7251設(shè)計(jì)用于直接與ADF5904接口，因此由于其低噪聲和動(dòng)態(tài)范圍，它是慢FMCW斜坡的不錯(cuò)選擇。

對(duì)于需要檢測(cè)快速移動(dòng)目標(biāo)的應(yīng)用，AD8285是另一個(gè)可行的選擇。與ADAR7251相比，它支持高達(dá)12 MHz的更寬輸入帶寬，并允許更快的采樣速率，同時(shí)犧牲一些噪聲性能、增益、濾波選項(xiàng)和分辨率。

快速FMCW斜坡增加的數(shù)據(jù)負(fù)載也可能需要FPGA來處理增加的數(shù)據(jù)，而速度較慢的斜坡意味著可以使用更低的功耗和更便宜的DSP來執(zhí)行處理和數(shù)據(jù)傳輸。到目前為止，對(duì)于我們的示例雷達(dá)系統(tǒng)，我們一直致力于在性能與成本之間取得良好的平衡，我們將繼續(xù)選擇ADAR7251作為我們的ADC。

天線設(shè)計(jì)

天線設(shè)計(jì)是一個(gè)復(fù)雜的主題，超出了本文的范圍。為了精確的角度定位，接收元件之間的距離不應(yīng)大于0.5λ。對(duì)于此設(shè)計(jì)，每個(gè)發(fā)射和接收通道將使用相同的中心饋電貼片天線。發(fā)射通道之間的間隔應(yīng)大于0.5λ，以使MIMO操作成為可能。下一節(jié)將討論此技術(shù)，但必須校準(zhǔn)和存儲(chǔ)每個(gè)天線之間的距離，以允許虛擬陣列運(yùn)行。

其他功能

MIMO 在本文中被提及過幾次。這是一種可用于增加雷達(dá)接收通道的有效數(shù)量的技術(shù)，以提高角分辨率。

對(duì)于非MIMO操作，僅使用一個(gè)發(fā)射通道，當(dāng)與四個(gè)接收通道配對(duì)時(shí)，角分辨率約為30°，天線布置如前所述。

在此雷達(dá)上下文的MIMO模式下，傳輸?shù)男盘?hào)通過一個(gè)發(fā)射通道（Tx1）發(fā)送，隨后的雷達(dá)線性調(diào)頻（或斜坡）發(fā)送到另一個(gè)發(fā)射通道（Tx2）。當(dāng)發(fā)射信號(hào)從Tx2發(fā)送時(shí)，發(fā)射通道之間的分離會(huì)導(dǎo)致到達(dá)接收元件的角度偏移，而不是從Tx1發(fā)送。如果每個(gè)元件之間的間隔是已知的、存儲(chǔ)的和校準(zhǔn)的，那么這個(gè)偏移可以用來創(chuàng)建額外的虛擬天線元件。這意味著在MIMO模式下，雷達(dá)實(shí)際上有七個(gè)接收元件。四個(gè)是真實(shí)的物理元素，四個(gè)是偏移的虛擬元素，因?yàn)樗鼈兂霈F(xiàn)在 Tx2 上，中心元素是真實(shí)和虛擬元素各一個(gè)的重疊。在本例中使用MIMO操作時(shí)，角分辨率提高到20°以下。

圖3.上圖顯示了物理天線位置和間隔，下圖顯示了在MIMO操作下這些位置和間隔的虛擬顯示方式。

結(jié)論

我們已經(jīng)介紹并討論了一些用于構(gòu)建FMCW雷達(dá)的系統(tǒng)級(jí)模塊。工作頻率針對(duì)24 GHz，因?yàn)樗且粋€(gè)ISM頻段。使用低速FMCW斜坡來利用低速采樣信號(hào)鏈和較低的數(shù)據(jù)速率，以便于實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)分析。事實(shí)證明，與完全分立的解決方案相比，ADI 24 GHz芯片組具有良好的集成度和高性能，可以簡(jiǎn)化雷達(dá)設(shè)計(jì)。TinyRad平臺(tái)是一個(gè)預(yù)制的評(píng)估平臺(tái)，它集成了該芯片組，并包括立即開始評(píng)估雷達(dá)系統(tǒng)所需的軟件，而無需從頭開始開發(fā)所需的硬件。TinyRad性能和操作的詳細(xì)規(guī)格可以在產(chǎn)品頁面上的用戶指南中找到。

圖4.一個(gè)EV-TINYRAD24G信用卡大小的電路板，一個(gè)完整的FMCW雷達(dá)系統(tǒng)。上圖顯示了ADI公司24 GHz芯片組的頂部。下圖顯示了發(fā)射和接收中心饋電的貼片天線。

雖然TinyRad為許多應(yīng)用提供了良好的性能，并且可能是初學(xué)者雷達(dá)設(shè)計(jì)師的最佳選擇，但對(duì)于一些高要求場(chǎng)景來說可能是不夠的，例如那些具有快速移動(dòng)目標(biāo)或超過200米范圍（取決于目標(biāo)大?。┑膱?chǎng)景。已經(jīng)提出了TinyRad設(shè)計(jì)的潛在變體，可以針對(duì)更具體的用例定制設(shè)計(jì)。EV-RADAR-MMIC 是一款連接器評(píng)估板，缺乏 TinyRad 的大部分即插即用功能，但可以與外部 ADC、處理器以及發(fā)射和接收通道上的附加外部增益級(jí)連接，因此非常適合進(jìn)一步定制。

審核編輯：郭婷