直流電壓控制高亮度LED的PWM調光

該LED驅動器電路包括遲滯控制器U1（MAX16820）、相關電源元件和基于四通道運算放大器U2（LMX324）的控制電路。U1 采用 24V 電源驅動 5 個 HB LED，僅使用電感器 L1、MOSFET Q1 和箝位二極管 D1。

高亮度 LED（HB LED）正在進入包括直流配電系統(tǒng)在內(nèi)的更傳統(tǒng)的照明（例如 24V MR-16 軌道燈）。HB LED效率更高，并且比鹵素燈或氙氣燈具有更長的使用壽命。

由于遲滯控制器價格低廉，為照明設計帶來簡單性，并且不需要補償網(wǎng)絡，因此它們非常適合驅動HB LED。遲滯控制器通常具有脈寬調制器（PWM）輸入，使不同占空比的脈沖序列能夠提供調光功能。然而，在轉換傳統(tǒng)照明系統(tǒng)時，一個問題是許多調光器提供1V-10V直流信號而不是PWM信號。為了延長HB LED的工作壽命，控制器還應提供基于溫度的電流折返。

將直流電壓轉換為PWM信號很容易。當您在一個輸入端施加直流電壓，在另一個輸入端施加三角波時，PWM信號出現(xiàn)在比較器的輸出端。然而，在嘗試將三角波與控制電壓對齊時，可能會出現(xiàn)頭痛。您希望占空比和控制電壓之間存在線性關系，最小控制電壓下的占空比為 0%，最大占空比為 100%。

圖1的原理圖包括遲滯控制器U1 （MAX16820）、相關功率元件和基于四通道運算放大器U2 （LMX324）的控制電路。U1 采用 24V 電源驅動 5 個 HB LED，僅使用電感器 L1、MOSFET Q1 和箝位二極管 D1。一個檢測電阻（R1）將電流設置為0.5A。當電流檢測電壓降至190mV以下時，U1接通Q1，當該電壓超過210mV時，U1關斷。遲滯控制器沒有時鐘，也不需要外部補償。圖2顯示了PWM信號中對應于小導通時間的電流檢測波形。U1 還提供一個穩(wěn)定的 5V 電壓，用于為 PWM 轉換電路供電。

圖1.該可調負電源由一個由8位串行輸入DAC控制的反相倍增電荷泵組成。

圖2.圖1電路的電流檢測波形顯示了低占空比下的HB LED電流。

將控制電壓轉換為PWM信號的困難在于將三角波的峰值和谷值電壓設置為與控制電壓的相應最大值和最小值（VCNTL).U2中的兩個運算放大器產(chǎn)生三角波，該三角波在R7–R8分壓器設置的上限電壓電平和R7–R8設置的較低電壓電平之間振蕩||R9 分頻器。U2A的輸出為占空比為50%的軌到軌方波。將 U2B+ 設置為等于 V抄送/2使U2B輸出與方波積分，產(chǎn)生對稱的線性三角波。R10和C4設置工作頻率。

在三角波谷處實現(xiàn)0V是很困難的，因為U2B輸出的最差情況最小值為60mV。因此，我們選擇250mV的谷值和2V的峰值。因為VCNTL范圍為 0V 至 10V，R12–R13 分頻 VCNTL通過5，限制降低的控制電壓，V紅，至2.0V，從而匹配三角波的峰值電壓。U2D通過將三角波與V進行比較來創(chuàng)建PWM脈沖序列紅.三角波谷值為250mV，因此PWM信號保持在0%，直到VCNTL達到1.25V。此操作會導致較小的偏移誤差，該誤差在低 V 值時最為明顯CNTL，但它也通過保證 OFF 位置賦予優(yōu)勢。圖3顯示了三角波如何將分壓控制電壓轉換為脈寬調制波形。

圖3.同樣從圖1中，這些波形顯示了V的16%占空比CNTL= 2V。

運算放大器U2C提供基于溫度的電流折返。R4/R5/R6分壓器向U2C的同相輸入提供1.5V的電壓，幾乎比三角波的峰值（2V）低一個二極管壓降。熱敏電阻R2（具有負溫度系數(shù)的電阻）在25°C時標稱值為100kΩ，但在50°C時其值下降至33kΩ。 在該溫度下，R2–R3分壓器產(chǎn)生1.5V電壓，在這個平衡點上，U2C的正、負和輸出端子均處于1.5V，并且即將拉動V紅更低，通過 D2。在70°C時，R2降至15.5kΩ，運算放大器輸出降至1.0V，拉動V紅至約1.6V。該動作通過將70°C下的最大占空比限制為80%，實現(xiàn)了所需的電流折返。電阻值的簡單變化允許電路接受不同的VCNTL范圍，并具有不同的溫度折返特性。

審核編輯：郭婷