ADSL線路驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)指南2

本文的第一部分它討論了不同的DSL標(biāo)準(zhǔn)、DSL信號(hào)的特性、DSL差分驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)以及本應(yīng)用中使用的放大器的要求。

設(shè)計(jì)計(jì)算、伏特、安培和功耗

在DSL應(yīng)用中考慮線路驅(qū)動(dòng)器的功率要求非常重要。雖然標(biāo)稱功率水平為100mW有效值或小于100Ω的負(fù)載似乎不是很多功率，驅(qū)動(dòng)器必須處理較大的峰值信號(hào)，因此需要大于標(biāo)稱電源電壓。這既增加了驅(qū)動(dòng)器封裝的功耗，又增加了電源所需的峰值電流能力。這個(gè)問題在中央局設(shè)計(jì)中變得最為關(guān)鍵，因?yàn)樵S多DSL端口都包含在由一個(gè)電源供電的單個(gè)卡上。此外，必須正確處理驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)生的熱量，以確?？煽窟\(yùn)行。

本節(jié)將提供必要的計(jì)算，以確定任一標(biāo)準(zhǔn)的ADSL驅(qū)動(dòng)器的電壓、電流和功耗。將這些方程放在電子表格中非常有用，可以快速觀察不同設(shè)計(jì)變量對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的影響。假設(shè)選擇了一款寬帶、低失真驅(qū)動(dòng)器 （LT1795 和 LT1886 是出色的選擇），則需要考慮的三個(gè)最重要的系統(tǒng)問題是總電源電壓、峰值輸出電流和所需的驅(qū)動(dòng)器功耗。

對(duì)于這些計(jì)算，所需的RMS電壓被視為直流電平，以估算功耗。在實(shí)際的DSL設(shè)計(jì)中，這種方法將DMT信號(hào)的典型功耗高估了10%至20%，因?yàn)閿?shù)據(jù)傳輸并不總是處于最大輸出功率水平。系統(tǒng)內(nèi)置的DSP智能功能可自動(dòng)調(diào)整每個(gè)連接的發(fā)射功率電平和頻譜。電話線環(huán)路越短，傳輸功率降低;對(duì)于較長(zhǎng)的環(huán)路，并非所有通道都被使用，并且每個(gè)通道的數(shù)據(jù)位數(shù)會(huì)減少。當(dāng)連接環(huán)路長(zhǎng)度在 4000 英尺到 10，000 英尺之間并且恰好存在顯著水平的噪聲干擾和/或低線路阻抗條件時(shí)，提供最大發(fā)射功率。設(shè)計(jì)處理保守估計(jì)為可靠運(yùn)行提供了安全裕度。

輸入變量

在開始設(shè)計(jì)之前，必須知道以下信息：使用哪種DSL標(biāo)準(zhǔn)，全速率或G.Lite，無論是上游（CPE）還是下游（CO）。這些相同的公式適用于任何DSL標(biāo)準(zhǔn)（例如HDSL和HDSL2），但輸入參數(shù)發(fā)生了一些變化（見表1）。

基本系統(tǒng)要求

以下公式確定基本工作要求，與設(shè)計(jì)中使用的驅(qū)動(dòng)放大器無關(guān)：

線路功率（瓦特）：

示例：20dBm = 100mW。

有效值線路電壓：

變壓器初級(jí)電源：

變壓器初級(jí)阻抗：

變壓器端接電阻：

初級(jí)有效值電壓：

變壓器初級(jí)有效值電流：

驅(qū)動(dòng)放大器有效值輸出電壓：

這是兩個(gè)放大器輸出之間的RMS電壓。如果 R英國(guó)電信電阻器尺寸適當(dāng)，該電壓是變壓器初級(jí)方均方均方電壓的兩倍。

峰值驅(qū)動(dòng)放大器輸出電流：

峰值電流處理能力是選擇驅(qū)動(dòng)放大器的關(guān)鍵。

驅(qū)動(dòng)放大器提供的功率：

總線路驅(qū)動(dòng)器電壓增益：

差分放大器電壓增益：

所用變壓器的匝數(shù)比對(duì)整體設(shè)計(jì)至關(guān)重要。圖1顯示了驅(qū)動(dòng)器兩端的最小總電源電壓以及所需的峰值驅(qū)動(dòng)器輸出電流與匝數(shù)比的函數(shù)關(guān)系。這些是基于理想放大器的絕對(duì)最低要求，理想放大器具有0V裕量，因此能夠完全擺動(dòng)到任一電源軌，以及理想的變壓器，插入功率損耗為零。實(shí)際實(shí)現(xiàn)將需要更大的電源電壓，詳見下一節(jié)。嘗試使用傳統(tǒng)的變壓器端接電阻設(shè)計(jì)電源電壓或電流能力較低的系統(tǒng)將導(dǎo)致削波和傳輸數(shù)據(jù)錯(cuò)誤。

圖1.所需的最小峰峰值驅(qū)動(dòng)器輸出電壓和峰值輸出電流，是理想的放大器和變壓器。

圖1還比較了不同的ADSL標(biāo)準(zhǔn)與中央局、下游、全速率ADSL，后者需要最多的電流和電壓。下游 G.Lite 和上游全速率和 G.Lite 調(diào)制解調(diào)器的線路功率要求降低，從而產(chǎn)生了具有較低電壓和電流要求的設(shè)計(jì)。

重要驅(qū)動(dòng)器特性：裕量電壓和靜態(tài)電流

為了確定驅(qū)動(dòng)器所需的電源電壓、功耗和功耗，必須考慮驅(qū)動(dòng)器放大器的裕量電壓和所需的靜態(tài)電流。

放大器的最小總電源電壓：

驅(qū)動(dòng)放大器的實(shí)際電源電壓必須設(shè)置為高于最小峰峰值放大器輸出擺幅，以提供裕量電壓，防止峰值信號(hào)削波。使用大于此最小值的電源電壓會(huì)增加驅(qū)動(dòng)器放大器的功耗。

放大器的裕量電壓由輸出電壓擺幅的保證規(guī)格或顯示輸出飽和電壓與輸出電流或不同負(fù)載電流下溫度的關(guān)系曲線確定。裕量電壓是給定負(fù)載電流下電源電壓軌與最大輸出電壓擺幅（正負(fù)）之差。圖2顯示了用于確定放大器輸出飽和電壓的簡(jiǎn)單模型以及有用的數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線示例。

圖2.典型輸出級(jí)模型和常用數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線用于確定放大器裕量電壓。

在大信號(hào)瞬變期間，放大器輸出級(jí)的晶體管將完全導(dǎo)通，以將輸出拉近電源軌。信號(hào)擺動(dòng)距離的限制可以建模為晶體管兩端的固定壓降，由電阻串聯(lián)驅(qū)動(dòng)。該電阻增加了電壓擺幅限制，與晶體管必須提供或吸收的負(fù)載電流成正比。固定壓降和電阻兩端電壓的總和稱為輸出飽和電壓。用于模擬該特性的值可以從數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線確定。圖 2 示出了 LT1795 數(shù)據(jù)手冊(cè)上顯示的曲線。

該曲線顯示了正負(fù)放大器飽和電壓與結(jié)溫的關(guān)系，以及兩個(gè)不同的負(fù)載電阻值。DSL線路驅(qū)動(dòng)器通常運(yùn)行溫度較低，因此曲線上的感興趣區(qū)域?qū)⒃?0°C左右的結(jié)溫范圍內(nèi)。 為了確定模型的正輸出擺幅的固定電壓部分，V坐+，使用 R 評(píng)估頂部曲線L= 2k。從曲線可以看出，輸出將擺動(dòng)到正電源的1.2V以內(nèi)。由于曲線是使用±15V電源產(chǎn)生的，因此50°C時(shí)的負(fù)載電流僅為13.8V/2kΩ或7mA。要確定模型中串聯(lián)電阻的值，請(qǐng)確定輸出飽和電壓隨負(fù)載電流變化的變化。在相同的50°C結(jié)溫點(diǎn)下，用R評(píng)估上部曲線L= 25Ω.在此負(fù)載下，輸出擺幅在正電源軌的 1.8V 以內(nèi)，負(fù)載電流為 13.2V/25Ω 或 528mA。串聯(lián)電阻為 ΔV坐/ΔI外（0.6V/521mA），即1.15Ω。根據(jù)這些值，正放大器飽和電壓將為1.2V + 1.15Ω ? I峰其中 I 的值峰取決于特定的調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)。對(duì)放大器向負(fù)供電軌擺幅應(yīng)用相同的方法，導(dǎo)致飽和電壓模型參數(shù)串聯(lián)為1.2V，電阻為2.2Ω。

利用這些值模擬 LT1795 的輸出飽和特性，在任何峰值輸出電流水平下，由于較高的有效串聯(lián)電阻壓降，輸出級(jí)在向負(fù)電源擺動(dòng)時(shí)將飽和或削波，然后削波于正擺幅。如果任一輸出擺幅偏移削波，則可能發(fā)生傳輸誤差，因此在確定驅(qū)動(dòng)器的總電源電壓要求時(shí)，放大器的總裕量電壓V人力資源，應(yīng)是兩個(gè)輸出飽和電壓中較大的兩倍。這將確保輸出在最大峰值信號(hào)條件下根本不會(huì)削波。

與 V供應(yīng)設(shè)置足夠大以防止信號(hào)削波 電源的總功耗可通過公式14確定：

整線驅(qū)動(dòng)器功耗：

此等式引入了兩個(gè)新項(xiàng) V額外和我Q.V額外是高于 V 的總附加電源電壓供應(yīng)量（最?。?，實(shí)際上用于為驅(qū)動(dòng)放大器供電。例如，如果設(shè)計(jì)的最小總電源電壓確定為20V（或±10V），但實(shí)際可用電源為±12V，則V額外期限為 24V – 20V 或 4V。在確定系統(tǒng)中要使用的電壓和電流能力的電源時(shí)，每個(gè)線路驅(qū)動(dòng)器的總功耗非常重要。當(dāng)多個(gè)DSL端口由預(yù)先設(shè)計(jì)的電源供電時(shí)，這一點(diǎn)變得最為重要。電源可能成為允許端口數(shù)量的限制因素。

靜態(tài)電流，IQ，基本上是驅(qū)動(dòng)放大器的工作電源電流。這是偏置放大器內(nèi)部電路所需的電流。通常，處理失真極低信號(hào)的高速、高輸出電流放大器需要的工作電流明顯高于通用放大器。該電流會(huì)增加驅(qū)動(dòng)器封裝的功耗和功耗，因?yàn)闊o論是否施加信號(hào)，都必須始終提供電流。然而，驅(qū)動(dòng)器中靜態(tài)電流的功耗不僅僅是I的固定直流功率Q? V供應(yīng).如圖3所示，大部分靜態(tài)電流被轉(zhuǎn)移到放大器輸出級(jí)，并在處理信號(hào)時(shí)成為負(fù)載電流的一部分。所示曲線再次針對(duì) LT1795 驅(qū)動(dòng)器?？蛰d時(shí)，所有30mA靜態(tài)電流從正電源流經(jīng)放大器流向負(fù)電源。然而，當(dāng)負(fù)載源出或吸收500mA電流時(shí)，只有12mA流過放大器，剩余的18mA被輸出級(jí)吸收并轉(zhuǎn)移成為負(fù)載電流的一部分。為了準(zhǔn)確估計(jì)驅(qū)動(dòng)器的平均功耗，應(yīng)考慮靜態(tài)電流的共享。這將防止過度設(shè)計(jì)熱管理區(qū)域。我Q公式14中的項(xiàng)應(yīng)該是在負(fù)載電流電平I下繼續(xù)流過放大器的唯一電流普利（有效值）.轉(zhuǎn)移靜態(tài)電流包含在 I 中普利（有效值）術(shù)語。

圖3.放大器的大部分靜態(tài)電流被傳遞到負(fù)載電流。

遺憾的是，靜態(tài)工作電流與負(fù)載電流的關(guān)系曲線在典型數(shù)據(jù)手冊(cè)中找不到。應(yīng)對(duì)所選放大器進(jìn)行一些表征。放大器功率輸出級(jí)的設(shè)計(jì)多種多樣，直接影響總工作靜態(tài)電流的轉(zhuǎn)移。

線路驅(qū)動(dòng)器放大器的功耗：

在解決熱管理問題時(shí)，驅(qū)動(dòng)器包中的功耗非常重要。

為了最大限度地降低功耗，驅(qū)動(dòng)器應(yīng)由電源供電，并將電壓設(shè)置為所需的最小值。然而，大多數(shù)實(shí)現(xiàn)方案使用現(xiàn)有的電源電壓，通常為±15V、±12V或僅12V電源軌用于線路驅(qū)動(dòng)器/接收器。圖4顯示了線路驅(qū)動(dòng)器放大器封裝中的實(shí)際功耗，具有常用的電源電壓和一系列變壓器匝數(shù)比。這是一個(gè)實(shí)際示例，其中假設(shè)了放大器裕量和靜態(tài)電流以及一些變壓器功率損耗的值。低功耗上游調(diào)制解調(diào)器需要較少的工作電流，這有助于最大限度地降低封裝功耗。如果匝數(shù)比對(duì)于給定電源電壓來說太低，則圖表上的線將終止，因?yàn)殡娫措妷翰粔虼?，無法防止DMT信號(hào)峰值削波。

圖4.驅(qū)動(dòng)器功耗與匝數(shù)比：實(shí)際實(shí)現(xiàn)。

如前所述，驅(qū)動(dòng)器的功耗是一個(gè)重要的問題，因?yàn)樗鼤?huì)在系統(tǒng)中產(chǎn)生熱量。對(duì)于每個(gè)ADSL標(biāo)準(zhǔn)，都需要一定的最小功耗。增加功耗的三個(gè)因素是放大器裕量電壓、放大器靜態(tài)工作電流和線路耦合變壓器的功率損耗。在選擇放大器和變壓器時(shí)注意這三個(gè)因素可以優(yōu)化整體功耗。表2總結(jié)了這三個(gè)項(xiàng)的放大器功耗靈敏度（見公式15）的分析。這顯示了單獨(dú)計(jì)算的每個(gè)因素對(duì)總封裝耗散的影響，其他兩個(gè)因素設(shè)置為零。術(shù)語 n 是變壓器匝數(shù)比。

標(biāo)準(zhǔn)	ADSL 全速率下行	G.精簡(jiǎn)版下游	全速率和G.Lite上游	額外的功耗
最小功耗，P最低	860毫瓦	367毫瓦	172毫瓦
放大器靜態(tài)電流，IQ	33.5毫瓦/氮	22.14毫瓦/氮	15毫瓦/氮	每 1mA 的 IQ/ 3迪斯= （因子） ? （IQ/1毫安）
總放大器裕量電壓，V人力資源	n ? 31.6毫瓦	n ? 20.9毫瓦	n ? 14.1毫瓦	每 1V V人力資源/ <>迪斯= （因子） ? （V人力資源/1V）
變壓器插入損耗，P損失分貝	2.3%	2.3%	2.3%	每 0.1dBm P損失,

表2中的系數(shù)粗略地說明了這三個(gè)系統(tǒng)變量的額外功耗。I 對(duì)功耗的綜合影響Q/ 5人力資源和 P損失仍必須由公式 15 確定。

優(yōu)化功耗、可調(diào)靜態(tài)電流和關(guān)斷

凌力爾特的幾個(gè)高速功率放大器提供了從外部設(shè)置工作靜態(tài)電流的能力。對(duì)于任何DSL標(biāo)準(zhǔn)的設(shè)計(jì)，這允許微調(diào)放大器的工作點(diǎn)，以實(shí)現(xiàn)最小的功耗和足夠的失真性能。然而，兩者之間存在直接的權(quán)衡。極低靜態(tài)電流的設(shè)計(jì)可顯著降低功耗，但要獲得最低失真性能，則需要為內(nèi)部放大器電路提供額外的偏置電流。圖 5 示出了 LT1795 的工作電流的可調(diào)性。內(nèi)部電流源通過單個(gè)外部電阻器進(jìn)行設(shè)置。通過該源的電流被鏡像并放大，成為兩個(gè)放大器的偏置電流。圖5還顯示了調(diào)整工作電流對(duì)失真的影響。頻譜分析儀圖顯示了 20 個(gè)載波音（從 200kHz 到 500kHz）的互調(diào)分量。由于工作電流過低，線路上的信號(hào)失真太嚴(yán)重，干擾其他通道是不可避免的。然而，調(diào)高電流會(huì)使所有失真產(chǎn)物下降到本底噪聲中。這種調(diào)整應(yīng)在實(shí)際傳輸條件下評(píng)估驅(qū)動(dòng)器時(shí)進(jìn)行，并針對(duì)可獲得的最高數(shù)據(jù)速率進(jìn)行優(yōu)化。

圖 5a.適當(dāng)調(diào)整工作電流可最大限度地減少工作電流。頻譜元件，調(diào)節(jié)電源電流。

圖 5b.帶 I 的 20 個(gè)載波音的頻譜Q每個(gè)放大器的電流為 12mA。

圖 5c.帶 I 的 20 個(gè)載波音的頻譜Q2.2mA/放大器

在多端口系統(tǒng)或高能效獨(dú)立調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)中，最好的電源和熱管理技術(shù)是在線路處于非活動(dòng)狀態(tài)時(shí)關(guān)閉驅(qū)動(dòng)器。數(shù)字電路始終知道何時(shí)沒有數(shù)據(jù)傳輸活動(dòng)，并可以向驅(qū)動(dòng)器發(fā)出信號(hào)以關(guān)閉操作。許多驅(qū)動(dòng)器接受此控制信號(hào)并完全關(guān)閉內(nèi)部電路。例如，LT1795 可在不需要傳輸數(shù)據(jù)時(shí)停機(jī)以消耗小于 200μA 的電流。當(dāng)命令上電時(shí)，駕駛員只需要幾微秒即可恢復(fù)全部性能，與典型的通信訓(xùn)練間隔相比，這是一個(gè)微不足道的時(shí)間。然而，當(dāng)關(guān)斷時(shí)，放大器的輸出級(jí)會(huì)失去所有偏置并進(jìn)入高阻抗?fàn)顟B(tài)。這實(shí)質(zhì)上打開了與變壓器后端接電阻的連接。由于這些電阻通常用于檢測(cè)從線路接收的信號(hào)，因此如果它們保持浮動(dòng)狀態(tài)，則不會(huì)在其上產(chǎn)生信號(hào)。

圖6顯示了稱為部分關(guān)斷的省電功能，該功能使放大器保持輕微偏置，從而允許調(diào)制解調(diào)器繼續(xù)監(jiān)視線路以接收傳輸信號(hào)。在這里，精心選擇兩個(gè)電阻器來控制工作靜態(tài)電流，并在關(guān)斷時(shí)保持少量的“?；睢彪娏?。電阻縮放可以適應(yīng)從 DSP 處理器以任何邏輯電壓電平直接連接到 I/O 引腳。關(guān)斷至2mA的靜態(tài)電流水平可使輸出級(jí)保持活動(dòng)狀態(tài)并端接接收到的信號(hào)檢測(cè)電阻，從而將空閑通道功耗和功耗降低10：1以上。

圖6.如何在保持接收器功能的同時(shí)降低空閑通道中的驅(qū)動(dòng)器電源電流。

熱管理

根據(jù)所應(yīng)用的ADSL標(biāo)準(zhǔn)、電源和所使用的變壓器匝數(shù)比，驅(qū)動(dòng)器放大器封裝的功耗將在500mW至2W之間。平均功耗乘以從驅(qū)動(dòng)器結(jié)點(diǎn)到環(huán)境空氣的總熱阻將決定工作結(jié)溫高于最高環(huán)境溫度的上升。大多數(shù)功率放大器具有內(nèi)置的熱保護(hù)機(jī)制，當(dāng)結(jié)溫超過典型值160°C時(shí)，該機(jī)制將禁用輸出級(jí)。 如果達(dá)到這個(gè)溫度，放大器將保護(hù)自己，但數(shù)據(jù)傳輸錯(cuò)誤將比比皆是，并可能導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸斷開。設(shè)計(jì)一個(gè)散熱系統(tǒng)，在最高預(yù)期環(huán)境溫度下將驅(qū)動(dòng)器結(jié)溫限制在125°C以下，將確保連續(xù)運(yùn)行。

幸運(yùn)的是， 功耗水平不高到需要外部散熱器， 因此通常可以通過PCB銅箔平面來管理散熱.此外，大多數(shù)功率放大器的封裝都使用熱傳導(dǎo)增強(qiáng)功能，例如熔斷或裸露的引線框架。熔斷引線框架具有多個(gè)封裝引腳，直接連接到連接IC的金屬焊盤。這為從IC的結(jié)點(diǎn)（從塑料封裝）到直接連接到PCB銅層的引腳的熱傳遞提供了連續(xù)的路徑。裸露的引線框架不會(huì)塑料封裝連接IC的底面金屬。這提供了一個(gè)可以直接連接到PCB銅的金屬焊盤，以便將熱量從IC安裝結(jié)熱源直接傳遞到環(huán)境空氣。裸露引線框架允許采用非常小的封裝，例如用于 LT1795CFE（一款 20 引腳 TSSOP 封裝）的封裝，使其具有與大尺寸封裝相似的導(dǎo)熱特性。具有良好導(dǎo)熱性的非常小的封裝可以為中心局應(yīng)用提供非常密集的多端口ADSL系統(tǒng)。

傳播驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)生的熱量的最佳方法是使用盡可能多的銅平面，并通過從電路板頂部到底部的小過孔將它們“縫合”在一起，如圖7所示。這些通孔的直徑應(yīng)足夠小（15密耳或更?。员阍陔婂冞^程中完全填充焊料。這提供了從電路板頂部到底部的連續(xù)導(dǎo)熱路徑，以便最大限度地暴露在周圍環(huán)境中。除了“越大越好”之外，沒有固定的規(guī)則來確定PCB上銅平面的橫向面積，2oz銅比1oz銅更厚，因此更好的熱導(dǎo)體。圖7還顯示了從結(jié)到外殼的熱擴(kuò)散熱阻的改善，PCB頂部和底部的銅箔面積各不相同。由于大部分熱量都消散在緊鄰驅(qū)動(dòng)放大器封裝的區(qū)域，因此會(huì)出現(xiàn)一個(gè)收益遞減點(diǎn)，即更多的銅面積不能提供太多額外的好處。這可以從圖7中的熱阻圖中看出，其中，超過1in的總PCB面積2，進(jìn)一步降低不熱阻最小。關(guān)于用于散熱的PCB平面的一個(gè)警告是，玻璃纖維材料（通常是FR-4）是一種相當(dāng)好的熱絕緣體。任何穿過銅平面的組件互連走線都會(huì)顯著降低橫向區(qū)域的有效性。應(yīng)在多層板的內(nèi)層進(jìn)行互連走線，以盡量減少組件之間的距離。DSL調(diào)制解調(diào)器中使用的邏輯電路的復(fù)雜互連通常需要多層PC板，該板可以在線路驅(qū)動(dòng)器區(qū)域得到充分利用。

圖 7a.使用PCB銅箔進(jìn)行散熱.

圖 7b. 通過增加銅箔面積來改善散熱。

可以采取的另一種措施是提供一些強(qiáng)制氣流冷卻。穿過驅(qū)動(dòng)器封裝的線性氣流可以顯著降低從結(jié)點(diǎn)到環(huán)境的有效熱阻（θ賈）的散熱系統(tǒng)。每 100lfpm（線性英尺/分鐘）可將 2°C/W 降低至 3°C/W。這在封閉外殼中的多端口系統(tǒng)中尤其重要。

設(shè)計(jì)推薦畫廊

本節(jié)將提供每個(gè)ADSL標(biāo)準(zhǔn)的驅(qū)動(dòng)器和接收器電路的示例。這些電路為實(shí)現(xiàn)DSL調(diào)制解調(diào)器的線路接口功能提供了良好的起點(diǎn)。這些電路的設(shè)計(jì)考慮了目前提到的所有因素，但其他系統(tǒng)變量，如可用電源電壓或AFE輸出和輸入動(dòng)態(tài)范圍，可能需要進(jìn)行一些修改。每個(gè)線路驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)的總電壓增益，從差分輸入電壓到輸出到電話線的實(shí)際電壓，已調(diào)整到需要小于3V的值P-P來自提供傳輸信號(hào)的 AFE。調(diào)整放大器級(jí)的增益，以考慮所用變壓器的信號(hào)升壓以及通過背端接電阻的信號(hào)損耗。

所有設(shè)計(jì)的共同點(diǎn)是良好的電源旁路方法。如圖 8 所示。電源連接到電路板的點(diǎn)處的大值和小值旁路電容器可在很寬的頻率范圍內(nèi)提供噪聲和紋波去耦。建議在驅(qū)動(dòng)器和接收器電源引腳上增加高頻去耦。另一個(gè)直接連接在驅(qū)動(dòng)器電源引腳之間的大值通過調(diào)整電容器有助于減少電源線上紋波的二次諧波分量。該組件來自每個(gè)電源的峰值電流需求，由于差分放大器拓?fù)洌總€(gè)放大器在每個(gè)信號(hào)周期中源出并吸收一次峰值電流），每個(gè)輸入信號(hào)周期都會(huì)出現(xiàn)兩次峰值電流需求。

圖8.建議為任何設(shè)計(jì)提供旁路電源。

差分接收器

并非所有DSL調(diào)制解調(diào)器都需要接收器電路。一些模擬前端IC具有復(fù)雜的電路，可實(shí)現(xiàn)非常寬的動(dòng)態(tài)輸入范圍，以便在通過接收/回波濾波器后直接從本底噪聲中拾取小的接收信號(hào)。其他設(shè)計(jì)使用第二個(gè)變壓器將差分接收信號(hào)直接處理到濾波器/ AFE。許多設(shè)計(jì)仍然傾向于檢測(cè)端接電阻兩端的差分信號(hào)，并在接收信號(hào)通過濾波器傳遞到AFE之前為接收信號(hào)提供增益。該基本差分接收器電路如圖9所示。每個(gè)接收器放大器都是一個(gè)求和級(jí)，它將接收到的信號(hào)和在變壓器初級(jí)端看到的衰減發(fā)射信號(hào)與加權(quán)的相反相位發(fā)射信號(hào)相加。發(fā)射信號(hào)的這種加權(quán)求和理想地抵消了180°異相信號(hào)，只將接收到的信號(hào)留在差分放大器輸出端。這稱為本地回聲消除。在標(biāo)準(zhǔn)線路驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)中，圖9中節(jié)點(diǎn)A和B的發(fā)射信號(hào)幅度是節(jié)點(diǎn)C和D的兩倍。要消除接收器中的這些信號(hào)，需要電阻R。一個(gè)和 RB設(shè)置為電阻器R值的兩倍C和 RD.

圖9.基本差分接收器（4 線至 2 線）。

接收器的增益只是接收信號(hào)路徑的反相增益，RF1/RC和 RF2/RD.在隨后的驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)示例中，接收器輸入電阻連接到節(jié)點(diǎn)A至D處的驅(qū)動(dòng)器。接收器的推薦分量值提供從線路上出現(xiàn)的接收信號(hào)到差分接收器輸出的單位增益。這考慮了線路耦合變壓器的衰減。圖中還顯示了一個(gè)小型反饋電容，該電容在剛好高于接收信號(hào)帶寬的頻率下降低增益，該帶寬因應(yīng)用而異。

ADSL 全速率或 G.Lite 上行 （CPE） 線路驅(qū)動(dòng)器

該驅(qū)動(dòng)器（圖10）是ADSL標(biāo)準(zhǔn)中功耗最低的，功耗低于500mW。較低的線路功率 13dBm 和由此產(chǎn)生的較低峰值電流要求允許使用 LT1886，它是一款高速 200mA 雙通道放大器。使用2：1的變壓器匝數(shù)比允許該驅(qū)動(dòng)器由單個(gè)12V電源供電。

圖 10.全速率或 G.Lite 上游 （CPE） 驅(qū)動(dòng)程序。

為了獲得最高的開環(huán)增益和帶寬以最大限度地減小失真，LT1886 進(jìn)行了去補(bǔ)償，并且僅在閉環(huán)增益為 10 或更高的情況下保持穩(wěn)定。在這種設(shè)計(jì)中，每個(gè)放大器的信號(hào)增益僅為6.35。為了在如此低的增益值下保持穩(wěn)定，需要增加增益補(bǔ)償元件RC1， CC1/ 1C2和 CC2.這些分量?jī)H在頻率大于15MHz時(shí)發(fā)揮作用，與增益設(shè)置電阻R0和 RG2，使每個(gè)放大器的反饋因子值為0.9，與閉環(huán)增益為10相同;因此，確保了穩(wěn)定性。

LT?1886 是一款 700MHz 增益帶寬放大器。如此高頻率下的增益和單位增益不穩(wěn)定的組合要求增益設(shè)置電阻在所有頻率下都返回到低阻抗。因此，兩個(gè)增益設(shè)置電阻接地，而不是使用連接到另一個(gè)放大器反相輸入的單個(gè)電阻。包括電容C1和C2，以防止對(duì)放大器的直流失調(diào)電壓施加增益。接收器放大器反饋電容的不同值考慮了全速率（1104kHz）或G.Lite（552kHz）實(shí)現(xiàn)中CO調(diào)制解調(diào)器下游信息的頻譜。

ADSL G.Lite 下行 （CO） 線路驅(qū)動(dòng)器

這種中等功率（16.4dBm）驅(qū)動(dòng)器需要的功率不到1W，如圖11所示。該設(shè)計(jì)采用±12V電源偏置，使用匝數(shù)比僅為1：1.2的變壓器。盡管峰值電流僅為 140mA，但由于其總工作電源電壓為 13.2V，因此無法使用 LT1886。取而代之的是采用非常小的 TSSOP 電源封裝的 LT1795CFE。這種小型封裝非常適合中央辦公室、多個(gè) DSL 端口設(shè)計(jì)，可在單個(gè) PC 卡上壓縮大量驅(qū)動(dòng)程序。

圖 11.ADSL G.Lite 下游 （CO） 線路驅(qū)動(dòng)程序。

ADSL 全速率下行 （CO） 線路驅(qū)動(dòng)器

圖12是功耗最高的DSL線路驅(qū)動(dòng)器應(yīng)用，用于中心局應(yīng)用，以在整個(gè)互聯(lián)網(wǎng)上獲得高達(dá)8Mbps的數(shù)據(jù)速率。此設(shè)計(jì)使用標(biāo)準(zhǔn)反向端接，可通過使用 2：1 匝數(shù)比變壓器由 ±12V 電源供電。這導(dǎo)致放大器的峰值輸出電流需求相當(dāng)高，為355mA。LT1795 具有一個(gè) 500mA 的輸出電流額定值，再次能夠勝任這項(xiàng)任務(wù)。

圖 12.ADSL 全速率下行 （CO） 線路驅(qū)動(dòng)器。

低功耗ADSL全速率下行（CO）線路驅(qū)動(dòng)器

為了解決全速率ADSL驅(qū)動(dòng)器的功耗和耗散問題，可以使用稍作修改的拓?fù)?，如圖13所示。認(rèn)識(shí)到放大器提供的功率的一半在變壓器反向端接電阻中損失，降低功耗的一個(gè)明顯方法是簡(jiǎn)單地降低這些電阻的值。然而，這樣做會(huì)改變從電話線看到的調(diào)制解調(diào)器的輸出阻抗，并且還會(huì)減少這些檢測(cè)電阻上產(chǎn)生的接收信號(hào)量。雖然它由±12V電源供電，但圖13所示電路實(shí)現(xiàn)了300mW的節(jié)能。通過使用僅 1.5：1 的變壓器匝數(shù)比，驅(qū)動(dòng)器電流可顯著降低。通常，這需要更高的電源電壓±14V和R英國(guó)電信電阻為22.2Ω。然而，盡管RBT電阻減小到13.3Ω，但電路仍保持100Ω的適當(dāng)線路阻抗端接，并采用±12V電源供電。然而，它并不適合所有應(yīng)用，因?yàn)樗匀粫?huì)減少接收信號(hào)量。它最適用于使用靈敏接收器AFE的系統(tǒng)，該AFE仍然可以檢測(cè)到減少的接收信號(hào)。

圖 13.低功耗ADSL全速率下游（C）線路驅(qū)動(dòng)器。

這種方法稱為主動(dòng)終止。每個(gè)放大器中的少量正反饋從相反的放大器輸出獲得。該反饋使得在節(jié)點(diǎn)C和D處看到的有效輸出阻抗成為適當(dāng)?shù)闹?，即使R。英國(guó)電信電阻器已從應(yīng)有的水平減少了 40%。此拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)公式如下。

而不是使用 R 的標(biāo)準(zhǔn)值英國(guó)電信電阻，它可以降低到任何所需的值，并隨之而來的是接收信號(hào)損失。稱為 K 的因子可用于定義新的 R英國(guó)電信電阻：

使用標(biāo)準(zhǔn)端接和1：1.5匝數(shù)比變壓器，值為R英國(guó)電信應(yīng)為22.2Ω。在圖13的設(shè)計(jì)中，該電阻減少了40%至13.3，因此系數(shù)K = 0.6。

從每個(gè)放大器的同相輸入到輸出節(jié)點(diǎn)A和B的正向路徑電路增益稱為G，其中G = 1+ RF/RG.

每側(cè)（從節(jié)點(diǎn) D 到 A 和從節(jié)點(diǎn) C 到 B）的正反饋信號(hào)路徑的增益稱為 P，其中 P = RF/RP.

使用這些縮寫：

對(duì)于正確的阻抗匹配：P = 1 – K。

為了從AFE輸出到線路獲得所需的電壓增益，AV，術(shù)語 G 設(shè)置為：

其中 e普里普利和 e線是變壓器初級(jí)和線路上的電壓，通過考慮匝數(shù)比和變壓器插入損耗來確定。

當(dāng)通過正反饋修改閉環(huán)增益時(shí)，使用 LT1795 等高性能放大器不會(huì)導(dǎo)致失真性能的任何下降?？梢燥@著節(jié)省功耗，但該設(shè)計(jì)可能不適用于前面提到的所有應(yīng)用。

結(jié)論

遵循本文中描述的設(shè)計(jì)過程應(yīng)該使設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)變得簡(jiǎn)單而準(zhǔn)確。至少，它將確保電力和熱量問題得到適當(dāng)?shù)目紤]。 凌力爾特提供各種高速、低失真功率放大器和低噪聲雙通道放大器，可用于實(shí)現(xiàn) DSL 調(diào)制解調(diào)器的驅(qū)動(dòng)器/接收器功能（見表 3）。

審核編輯：郭婷