采用RF DAC的多頻段、多標準發(fā)射器設計

作者：Assaf Toledano and Yi Zhang

無線通信網絡正在迅速發(fā)展。消費者對數據服務需求的快速擴展要求覆蓋范圍更廣，帶寬更高，同時多種空氣標準并存。不同的無線電技術和不斷增加的頻率分配使控制網絡和降低成本變得更加復雜。無線服務提供商正在尋找解決方案，不僅要保護其現有投資，還要簡化系統(tǒng)，以應對未來的網絡升級和容量擴展。

要滿足所有這些需求，需要一種高效且相對便宜的解決方案來解決構建多頻段、多標準無線電 （MB-MSR） 基站的問題。支持基站設計這種演變的技術進步之一是新一代射頻數模轉換器（RF DAC），例如ADI公司的AD9129。在本文中，我們將探討使用RF DAC的MB-MSR發(fā)射器設計中需要考慮的主要方面。

傳統(tǒng)變送器架構

圖1（a）顯示了在無線基站發(fā)射器設計中廣泛實現的架構。同相 （I） 和正交 （Q） 輸入數據在 DAC 中經過數字調制并轉換為一對中頻 （IF） 的 I 和 Q 輸出信號。應正確選擇IF，使其足夠高，使帶通濾波器抑制調制鏡像，但又足夠低，使DAC保持良好的輸出性能。該架構已在多代單頻段無線電設計中成功實現。優(yōu)點和設計權衡是眾所周知的。然而，這種架構存在一些固有的局限性，使得在多頻段無線電設計中規(guī)劃頻率變得更加困難。圖1（b）顯示了將此架構直接應用于多頻段設計時經常遇到的限制之一。在單頻段無線電中，DAC輸出端信號的諧波通常被視為帶外雜散信號，并由DAC之后的低通濾波器抑制。在雙頻應用中，這些諧波可能會進入頻帶并落在較高發(fā)射頻帶內。圖1（c）所示的方法避免了這種限制。兩個信號帶以復域中的直流為中心放置。諧波變?yōu)閹?，可以濾除。由于實際信號帶寬較窄，這種方法對DAC采樣速率和低通濾波器帶寬的要求也較低。然而，這種頻率規(guī)劃的問題出現在調制器輸出端。根據每個頻段與本振（LO）的距離，每個信號的調制鏡像傾向于落在另一個頻段附近。雖然復雜的正交糾錯（QEC）算法可以幫助抑制鏡像，但它可能會給基帶信號處理引擎增加額外的負擔，因為當圖像在帶內時，模擬濾波技術不可用。

圖1.傳統(tǒng)發(fā)射機架構中雙頻無線電（頻段1和頻段3）的頻率規(guī)劃示例;a） 發(fā)射機信號鏈排隊;b） 中頻轉換;c） 直接轉換。

直接至射頻發(fā)射器架構

從架構角度來看，DAC在無線電傳輸系統(tǒng)中起著關鍵作用。它的速度和性能決定了數模轉換可以執(zhí)行到天線的距離。RF DAC將數字信號處理的范圍從基帶域擴展到天線。它能夠直接在最終輸出頻率上合成基帶數字信號，從而基本上將傳統(tǒng)架構的模擬上變頻操作吸收到數字域中。數字頻率轉換在頻率規(guī)劃和噪聲方面提供了更大的靈活性和更高的性能。這對MB-MSR設計特別有吸引力。

使用RF DAC的頻率規(guī)劃更加靈活，因為數字調制是理想的，不會產生可能干擾信號的調制鏡像。DAC采樣時鐘頻率是唯一需要在頻率規(guī)劃中確定的設計變量。圖2顯示了使用RF DAC進行直接RF合成的架構，以及它支持雙頻段應用的能力，而不會在傳統(tǒng)架構中出現問題。在本例中，雙頻信號直接在最終傳輸頻帶頻率上合成。選擇DAC采樣時鐘頻率，使信號的諧波遠遠超出目標頻帶，并且可以在信號饋入下一個RF級之前進行濾波。

圖2.直接到RF發(fā)射器架構中雙頻段無線電（頻段1和頻段3）的頻率計劃示例;a） 發(fā)射機信號鏈排隊;b） 直接到射頻的轉換。

直接至RF架構的噪聲性能更好，原因有二。首先是消除模擬上變頻級。在傳統(tǒng)架構中，發(fā)射信號鏈的總噪聲系數通常由調制器噪聲主導，因為DAC在調制器輸出端貢獻的噪聲通常低于調制器輸出折合的本底噪聲。去掉調制級后，系統(tǒng)設計人員可以利用DAC的低本底噪聲和RF放大器的高增益來降低系統(tǒng)噪聲系數。改善本底噪聲的第二個原因是在多個頻段傳輸時降低了天線的插入損耗，因為不需要合路器。RF DAC合成多個頻段的能力除了降低復雜性外，還提高了系統(tǒng)的整體性能，從而降低了尺寸和成本。

直接至RF架構的電路板設計注意事項

典型的多頻段通信系統(tǒng)包括數據接口邏輯、現場可編程門陣列 （FPGA） 或專用 ASIC、DAC、濾波器、增益模塊和 RF 功率放大器。在通道卡中，DAC充當數字邏輯和RF模擬輸出驅動網絡之間的接口。DAC在系統(tǒng)中起著重要作用，因為其性能、采樣速率和帶寬都會影響系統(tǒng)架構和設計。

一些關鍵電路，如DAC輸出路徑、時鐘電路、傳輸線、電源和返回路徑，需要特別注意，以確保其設計正確，以實現最佳性能?？赡苄枰獙@些模塊以及DAC印刷電路板（PCB）進行分析和仿真。

此外，電源布線可能具有挑戰(zhàn)性。數字邏輯包括I/O和內核邏輯電源，而RF輸出網絡可以包括多達四個或五個額外的電源。電源域必須彼此隔離，信號返回路徑需要仔細管理，以確保電源域之間沒有串擾。保持電源彼此隔離對于低噪聲性能至關重要。

主DAC時鐘是系統(tǒng)卡上最關鍵的信號之一。DAC時鐘是一種差分信號，通過柵欄與其他信號隔離。此外，還控制返回路徑，以確保無耦合或串擾。耦合到時鐘上的任何信號都將直接出現在DAC的輸出端。破壞時鐘的數字信號降低了系統(tǒng)中的噪聲容限。甚至DAC輸出也必須防止耦合到時鐘上，因為這會導致二次諧波和潛在的其他諧波出現在輸出頻譜中。最好使時鐘驅動器盡可能靠近DAC，以降低噪聲和其他耦合問題。DAC輸出通過傳輸線連接到其負載。這些傳輸線的阻抗根據負載進行仔細控制，以確保DAC輸出信號的可預測行為。RF DAC的輸出阻抗與封裝和芯片有關，因此層壓板的影響必須包含在輸出級的分析和仿真中。DAC和負載之間的匹配阻抗對于最大化從DAC到目的地的功率傳輸以及最小化從目的地到DAC的反射至關重要。正確的傳輸線設計可提高信噪比（SNR），這對于良好的多頻段通信系統(tǒng)是必要的。

如今，典型的多頻段通信系統(tǒng)包括多個RF鏈，由IF DAC、正交調制器、帶通濾波器、RF功率放大器和天線前的最終濾波器級組成。這種架構需要大量的電路板空間，才能將多個頻段安裝到單個發(fā)射器中。如此大量的組件消耗大量功率并產生大量熱量，需要通過散熱器或風扇去除，這增加了整個系統(tǒng)設計的復雜性和成本。由于RF DAC具有足夠的帶寬來合成多個RF頻段，因此它們可用于創(chuàng)建具有多頻段輸出的單個發(fā)射器。例如，可能需要三對IF DAC、三個調制器和三個帶通濾波器的三頻段發(fā)射器可以用產生所有三個頻段的單個RF DAC和輸出濾波器代替。隨著功率放大器設計遷移到更寬的帶寬，由于不同RF鏈中的元件數量減少到僅在功率放大器之后需要的元件數量，因此可以實現更大的電路板空間節(jié)省。因此，可以使用RF DAC、DAC和功率放大器之間的輸出濾波器、功率放大器以及功率放大器和天線之間的輸出濾波器來實現多頻段發(fā)射器。

測量結果

信號鏈

圖3顯示了AD9129 RF DAC在2764.8 MSPS采樣速率下的輸出，該DAC采用可選模式，支持使用第二個奈奎斯特區(qū)。在三個不同的頻段合成了八個5 MHz寬的W-CDMA通道。創(chuàng)建了兩個 1825 MHz 至 1835 MHz 的通道，另外兩個通道的 1845 MHz 至 1855 MHz，以及四個 2130 MHz 至 2150 MHz 的通道。信號在可編程門陣列（FPGA）中產生，然后由RF DAC直接合成。

圖3.采樣速率為2764.8 MSPS時AD9129 RF DAC輸出的測量頻譜分析儀圖;a） 第二個奈奎斯特區(qū)的八個5 MHz寬W-CDMA信道;b） 兩個 5 MHz 寬的 W-CDMA 信道，頻率為 1825 MHz 至 1835 MHz;c） 兩個 5 MHz 寬的 W-CDMA 信道，頻率為 1845 MHz 至 1855 MHz;d） W-CDMA信道之間兩個信道的間隙;e） 四個 5 MHz 寬的 W-CDMA 信道，頻率為 2130 MHz 至 2150 MHz。

圖4顯示了AD9129在2764.8 MSPS采樣速率下的輸出，采用在第一奈奎斯特區(qū)進行合成的模式。在兩個不同的頻段合成了四個5 MHz寬W-CDMA信道和四個LTE下行信道。創(chuàng)建了四個 871 MHz 至 891 MHz 的 W-CDMA 信道和 4 個 729 MHz 至 749 MHz 的 LTE 下行信道。

圖4.采樣速率為2764.8 MSPS時AD9129 RF DAC輸出的測量頻譜分析儀圖;a） 第一個奈奎斯特區(qū)的四個MHz寬W-CDMA信道和四個5兆赫LTE信道;b） 四個 5 MHz 寬 LTE 信道，頻率為 729 MHz 至 749 MHz;c） 四個 5 MHz 寬的 W-CDMA 信道，頻率為 871 MHz 至 891 MHz。

總結

現代無線通信網絡需要靈活、易于升級的多頻段、多標準基站。直接至RF發(fā)射機架構為多頻段、多標準無線電發(fā)射機設計提供了具有成本效益的解決方案。RF DAC技術（如ADI公司的AD9129）的進步有助于降低多頻段和多標準無線電設計的門檻，并顯示出未來更多設計使用直接到RF架構的良好趨勢。

審核編輯：郭婷