關于模擬噪聲分析的11個誤區(qū)

噪聲是模擬電路設計中的一個中心主題，直接影響從測量中提取多少信息以及獲得所需信息的經濟性。不幸的是，存在大量關于噪聲的混淆和錯誤信息，這可能導致性能不佳、代價高昂的過度設計或資源使用效率低下。本文探討了模擬設計中噪聲分析的11個最持久的誤區(qū)。

1. 降低電路中的電阻值始終可以提高噪聲性能

眾所周知，根據約翰遜噪聲方程，噪聲電壓隨電阻值的增加而增加，這是一個眾所周知的關系，e有效值= √4kTRB，其中 e有效值是均方根電壓噪聲，k是玻爾茲曼常數，T是以開爾文為單位的溫度，R是電阻，B是帶寬。這導致許多工程師得出結論，為了降低噪聲，應該減小電阻值。雖然這通常是正確的，但不能假設，因為有一些特定的例子表明較大的電阻可以改善噪聲性能。例如，在大多數情況下，電流是通過電阻器通過并測量產生的電壓來測量的。根據歐姆定律，產生的電壓與電阻值成正比，V = I × R，但如上所示，電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這種關系，電阻值每加倍，信噪比就會提高3 dB。這種趨勢一直持續(xù)到產生的電壓過大或功耗過高。

2.所有噪聲源的噪聲譜密度可以相加，計算結束時可以考慮帶寬

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度（nV/√Hz）組合在一起（電壓噪聲源組合為平方根和）可以節(jié)省時間，而不是單獨計算每個噪聲源的均方根噪聲，但這種簡化僅適用于每個噪聲源看到的帶寬相同的情況。如果每個噪聲源看到的帶寬不同，它就會成為一個危險的陷阱。圖1顯示了過采樣系統的含義。從噪聲頻譜密度來看，增益放大器將主導系統的總噪聲，但一旦考慮帶寬，每級貢獻的均方根噪聲非常相似。

圖1.使用均方根噪聲而不是頻譜密度進行噪聲計算的理由。

3. 在手動計算中包括每個噪聲源非常重要

在設計中考慮每個噪聲源可能很誘人，但設計人員的時間是寶貴的，這在大型設計中可能非常耗時。全面的噪聲計算最好留給仿真軟件。但是，設計人員如何簡化設計過程中所需的手噪計算呢？忽略低于特定閾值的次要噪聲源。如果噪聲源1/5e有效值主要噪聲源（或參考同一點的任何其他噪聲源）的值，它對總噪聲的貢獻小于2%，可以合理地忽略。設計師爭論在哪里繪制閾值，低于該閾值就沒有必要考慮噪聲源，而是該水平是否1/3,1/5或1/10（分別增加了總噪聲的5%、2%和0.5%），在設計足夠固定以完全仿真或計算之前，不值得擔心比這更小的噪聲源。

4. 選擇噪聲僅為ADC噪聲1/10的ADC驅動器

模數轉換器（ADC）數據手冊可能建議使用低噪聲ADC驅動放大器驅動模擬輸入，該放大器具有類似1/10ADC的噪聲。但是，這并不總是最佳選擇。在系統中，通常值得從系統級考慮ADC驅動器噪聲的權衡。

首先，如果ADC驅動器之前的系統中的噪聲源遠大于ADC驅動器噪聲，則選擇噪聲極低的ADC驅動器不會帶來任何系統優(yōu)勢。換言之，ADC驅動器噪聲應與系統其余部分相稱。

其次，即使在只有一個ADC和一個放大器驅動它的簡單情況下，檢查噪聲權衡并確定對系統的影響仍然可能是有利的。其原因可以通過數值示例更清楚地說明?？紤]一個系統，該系統使用16位ADC，SNR值相當于100 μV rms噪聲，以及10 μV rms噪聲的放大器作為ADC驅動器。將這些源組合為平方根和時，總噪聲為100.5 μV rms，非常接近ADC的單獨噪聲?？梢钥紤]以下兩個使放大器和ADC更接近平衡的選項，以及對系統性能的影響。如果將16位ADC替換為類似的18位ADC，其SNR相當于40 μV rms噪聲，則總噪聲將變?yōu)?1 μV rms?；蛘?，如果保留16位ADC，但將驅動器替換為功耗較低的放大器，該放大器產生30 μV rms噪聲，則總噪聲將為104 μV rms。與原始組合相比，這些權衡之一可能是更好的系統性能選擇。這只是評估權衡及其對整個系統的影響的問題。

5. 在直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

1/f噪聲對極低頻電路構成威脅，因為它無視許多常見的噪聲抑制技術，如低通濾波、平均和長積分。然而，許多直流電路以白噪聲源為主，以至于計算1/f噪聲沒有用，因為它不會增加總噪聲。要看到這種效果，請考慮具有1/f噪聲轉折點f的放大器。數控，在 10 Hz 和 10 nV/√Hz 的寬帶噪聲下。計算10秒采集中的噪聲，用于計算具有和不使用1/f噪聲的各種帶寬，以確定將其排除在外的影響。在這種情況下，當帶寬為100倍f時，寬帶噪聲開始占主導地位數控，當帶寬超過1000倍f時，1/f噪聲不顯著數控.良好的現代雙極性放大器的噪聲角可能遠低于10 Hz，而零漂移放大器幾乎完全消除了1/f噪聲。

6. 由于1/f噪聲在較低頻率下增加，因此直流電路具有無限噪聲

盡管直流是電路分析的有用概念，但事實是，如果認為直流在0 Hz下工作，那么實際上沒有這樣的事情。隨著頻率越來越低，接近0 Hz，周期變得越來越長，接近無窮大。這意味著即使在理論上響應直流的電路中，也可以看到最小頻率。該最小頻率取決于采集的長度或孔徑時間，即監(jiān)視設備輸出的時間。如果工程師打開設備并觀察輸出 100 秒，他們可以觀察到的最低頻率偽影將是 0.01 Hz。這也意味著在這種情況下可以觀察到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

為了通過數值示例進行擴展，請考慮一個直流至1 kHz電路，其中輸出受到連續(xù)監(jiān)控。如果在電路的前100秒內觀察到一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz到1 kHz（5個十倍頻程的頻率），那么30年內觀察到的噪聲量，即大約1 nHz（12個十倍頻程），可以計算為√12/5 = 1.55，或比前100秒觀察到的噪聲多55%。這種有點平庸的增加甚至假設了最壞的情況：1/f噪聲繼續(xù)增加到1 nHz，到目前為止，還沒有測量到的證據。理論上，當孔徑時間定義不明確時，1/f噪聲可以計算到在電路使用壽命期間等于1的頻率。實際上，這些很長的時間線變化主要是由老化效應和長期漂移而不是1/f噪聲主導的。許多工程師為直流電路中的噪聲計算設置了最小頻率，例如0.01 Hz或1 mHz，以保持計算的實用性。

7. 噪聲等效帶寬是噪聲的乘數

噪聲等效帶寬（NEB）是噪聲計算的有用簡化。來自電路帶寬之外的一些噪聲能夠進入電路，因為高于截止頻率的增益不為零。NEB是計算出的理想磚墻濾波器的截止頻率，該濾波器將允許與實際電路相同的噪聲量。NEB大于–3 dB帶寬，并且已針對常見濾波器類型和階數進行了計算，例如，它比1極點低通濾波器或方程形式的NEB的–3 dB帶寬大1.57×1 極= 1.57 ×帶寬3分貝.然而，對于在噪聲方程中放置乘法因子的位置，似乎一直存在混淆。請記住，NEB 是對帶寬的調整，而不是噪聲的調整，因此它位于平方根之下，如下所示：

8.電壓噪聲最低的放大器是最佳選擇

選擇運算放大器時，電壓噪聲通常是設計人員考慮的唯一噪聲規(guī)格。重要的是不要忽視當前的噪聲。除輸入偏置電流補償等特殊情況外，電流噪聲通常是輸入偏置電流的散粒噪聲：我n= √2 × q × 我B.電流噪聲通過源電阻轉換為電壓，因此當放大器輸入前面有一個大電阻時，電流噪聲可能比電壓噪聲貢獻更大。電流噪聲成為問題的典型情況是，當低噪聲運算放大器與輸入串聯時具有大電阻。例如，考慮低噪聲運算放大器ADA4898-1，其10 kΩ電阻與輸入串聯。ADA4898-1的電壓噪聲為0.9 nV/√Hz，10 kΩ電阻的電壓噪聲為12.8 nV/√Hz，2.4 pA/√Hz電流噪聲乘以10 kΩ電阻為24 nV/√Hz，是系統中最大的噪聲源。在這種情況下，電流噪聲占主導地位，通?？梢哉业诫娏髟肼曒^低的器件，從而降低系統的噪聲。對于精密放大器尤其如此，但也有高速FET輸入運算放大器可以幫助高速電路。例如，與其選擇ADA4898-1，也不想獲得0.9 nV/√Hz電壓噪聲的優(yōu)勢，不如選擇JFET輸入放大器，如AD8033或ADA4817-1。

9. 在第一級獲得大量增益可實現最佳噪聲性能

通常建議在第一級采用增益以獲得更好的噪聲性能，這是正確的，因為與后續(xù)級的噪聲相比，信號會更大。但是，獲取增益的缺點是它減少了系統可以容納的最大信號。在某些情況下，與其在第一級獲得大量增益，這提高了測量的靈敏度，但限制了動態(tài)范圍，不如限制第一級的增益量并以高分辨率進行數字化，以最大限度地提高靈敏度和動態(tài)范圍。

10. 對于給定電阻，所有電阻類型都具有相同的噪聲

電阻器的約翰遜噪聲是基本噪聲，從而產生特定電阻器在特定溫度下的噪聲的簡單方程。然而，約翰遜噪聲是電阻器中可以觀察到的最少的噪聲量，這并不意味著所有電阻類型都與噪聲相同。此外，還存在過多的噪聲，這是電阻器中1/f噪聲的來源，與電阻器類型高度相關。過量噪聲，有點令人困惑，也稱為電流噪聲，與電流在不連續(xù)介質中的流動方式有關。它被指定為噪聲指數 （NI），以 dB 為單位，以 1 μV rms/V 表示直流每十年。這意味著如果有 1 V直流在NI為0 dB的電阻上，給定頻率十進制內的多余噪聲為1 μV rms。碳和厚膜電阻具有一些最高的NI，范圍高達大約+10 dB，最好避免在信號路徑的噪聲敏感部分使用它們。薄膜電阻器通常在–20 dB左右要好得多，而金屬箔和繞線電阻器可以低于–40 dB。

11. 如果采集足夠多，平均可以無限期地降低噪聲

平均被認為是一種通過平均值數的平方根來減少噪聲的方法。當 NSD 持平時，這是有條件的。但是，這種關系在 1/f 范圍和其他一些情況下中斷?？紤]在恒定頻率f下采樣的系統平均情況s，使得 n 個樣本被 n 取平均值和抽取，并返回一些數字 m 抽取的樣本。取 n 個平均值會將抽取后的有效采樣率移動到 fs/n，將系統看到的有效最大頻率降低 n 倍，并將白噪聲降低 √n。但是，獲得m個樣本也需要n倍的時間，因此系統可以看到的最低頻率也降低了n倍（請記住，沒有0 Hz這樣的東西）。取的平均值越多，這些最大和最小頻率在頻帶上的移動就越低。一旦最大和最小頻率都在1/f范圍內，總噪聲僅取決于這些頻率的比值，因此增加平均值的數量不會對噪聲產生進一步的好處。對于多斜率等積分ADC，相同的邏輯也適用于較長的積分時間。除了這個數學練習之外，還有其他實際限制。例如，如果量化噪聲是主要噪聲源，使得具有直流輸入電壓的ADC的輸出是沒有閃爍的恒定代碼，則任意數量的平均值都將返回相同的代碼。

審核編輯：郭婷