ADC中的集成容性PGA：重新定義性能

作者：Miguel Usach Merino and Gerard Mora Puchalt

獲得專利的ADI電容可編程增益放大器（PGA）提供優(yōu)于傳統阻性PGA的性能，包括模擬輸入信號的更高共模電壓抑制。

本文介紹斬波電容放大器的工作原理，重點介紹當來自傳感器的小信號需要在靠近電源軌的地方放大時，例如在溫度測量（RTD或熱電偶）和惠斯通電橋中，這種架構的優(yōu)勢。

Σ-Δ模數轉換器（ADC）廣泛用于具有小響應度和低帶寬的傳感器的應用，例如應變計或熱敏電阻，因為這種架構提供了高動態(tài)范圍。高動態(tài)范圍背后的原因是與其他ADC架構相比，噪聲性能較低。

Σ-Δ轉換器的工作原理基于兩個原理：過采樣和噪聲整形。當ADC對輸入信號進行采樣時，與采樣頻率無關的量化噪聲會在整個頻譜中傳播到采樣頻率的一半。因此，如果輸入信號的采樣頻率遠高于奈奎斯特定理規(guī)定的最小頻率，則目標頻帶中的量化噪聲會降低。

圖1顯示了不同采樣頻率的量化噪聲密度示例。

圖1.不同采樣頻率隨頻率變化的量化噪聲密度。

一般來說，對于給定的目標頻段，過采樣因子每為2，動態(tài)范圍就會提高3 dB（假設白噪聲頻譜）。Σ-Δ轉換器的第二個優(yōu)點是噪聲傳遞函數。如圖2所示，它將噪聲整形到更高的頻率，從而進一步降低了目標頻段的量化噪聲。

圖2.Σ-Δ噪聲整形。

此外，Σ-Δ可以集成數字濾波器，以消除目標頻帶之外的量化噪聲，相當于出色的動態(tài)范圍性能，如圖3所示。

圖3.LPF后的量化噪聲。

輸入緩沖器

過采樣架構的缺點之一是，與在較低采樣頻率下工作的其他架構相比，驅動Σ-Δ調制器的輸入緩沖器的要求可能會變得更加嚴格。采集時間變短，因此緩沖器需要更高的帶寬。現代Σ-Δ轉換器在片上集成了輸入緩沖器，以最大限度地提高易用性。

此外，在傳感系統中，為傳感元件提供非常高的高精度輸入阻抗對于測量精度至關重要。這使得對輸入緩沖器的要求更加重要。

集成輸入緩沖器會產生其他挑戰(zhàn)。Σ-Δ調制器在低頻時具有非常低的噪聲，但輸入緩沖器等任何其他組件都會增加熱噪聲，更重要的是，在低頻時會增加閃爍噪聲，如圖4所示。

圖4.閃爍噪音。

此外，緩沖器的偏移可能會導致整體系統誤差。失調可以通過系統校準進行補償，但如果失調漂移相對較高，這種方法可能變得不切實際，因為它要求每次工作溫度變化時重新校準系統以補償緩沖失調貢獻。

例如，當失調漂移為500 nV/°C時，10°C的溫度增量將相當于5 μV失調變化，在±2.5 VREF 24位ADC中，相當于16.8 LSB，約為4位。

解決這兩個問題的典型方法是斬波緩沖器的輸入和輸出，如圖5所示。

圖5.斬波放大器。

通過斬波輸入，輸入頻率被調制到更高的頻率。緩沖失調和閃爍噪聲保持在原來的低頻，因為它們不受輸入斬波的影響。

輸出斬波器機制將輸入頻率解調回基帶，同時將緩沖器增加的失調和閃爍噪聲調制至更高的頻率，這些頻率將由ADC低通濾波器消除。

在某些情況下，輸入緩沖器被基于電阻的儀表放大器（阻性PGA）取代，以在整個調制器輸入范圍內容納小傳感器信號，從而最大化動態(tài)范圍。請注意，由于分立傳感器需要更高的輸入阻抗，因此基于電阻的儀表放大器優(yōu)于差分電阻放大器。阻性PGA實現了類似的斬波方案，如圖6所示。

圖6.電阻式PGA。

阻性PGA可能需要第二組級聯連接的緩沖器，因為放大器可能無法提供足夠的帶寬來直接驅動調制器。同時，電流消耗應保持在較低水平，這決定了電阻的值，從而決定了放大器的帶寬。

使用這種放大器拓撲的主要限制是共模電壓的限制，特別是增益不是1，因為阻性PGA具有取決于輸入信號的浮動共模，如圖6所示。

此外，阻性網絡失配及其漂移也是整體誤差預算中的一個問題，因為它可能會影響大多數精密規(guī)格。

為了避免這些限制，最近的ADI Σ-Δ轉換器采用了容性PGA。

電容式PGA放大原理與阻性PGA相似;增益取決于電容比，如圖7所示。

圖7.電容式PGA（為清楚起見，已刪除某些塊）。

為了放大直流信號，電容PGA在PGA輸入端引入斬波機制，將直流輸入信號調制到斬波頻率，然后由容性放大器放大。最后，信號通過輸出斬波器解調回直流。此外，放大器失調和閃爍噪聲被調制到斬波頻率，并在稍后階段進行低通濾波。

與阻性架構相比，這種電容式架構有一些優(yōu)點：

它提供了更好的噪聲與功率權衡，因為它包含的噪聲源更少。與電阻相比，需要的放大器更少，電容不會產生噪聲。

與電阻器相比，電容器具有廣泛的優(yōu)勢。除了無噪音外，它們不會受到自發(fā)熱的影響，并且通常提供更好的匹配和溫度漂移。這對失調、增益誤差和漂移規(guī)格有積極影響。

電容將輸入共模與信號鏈共模的其余部分去耦。這在CMRR、PSRR和THD方面具有優(yōu)勢。

最強大的優(yōu)勢之一是容性PGA輸入共模范圍可以是軌到軌甚至更高。這樣就可以將傳感器共模電壓偏置到從正電源軌到負電源軌的幾乎任何地方。

這種電容式架構結合了儀表放大器的優(yōu)點，由于其輸入是電容器，因此它具有非常高的輸入阻抗。與作為增益元件的電阻相比，電容器的另一個優(yōu)點是放大器的動態(tài)范圍增加，不僅在信號擺幅方面，而且在噪聲效率方面。

克服阻性PGA共模限制的常見解決方案是增加或移動電源軌，或者將傳感器信號共模重新居中。這是以更高的功耗、電源設計復雜性、額外的外部元件和成本為代價的。

實例

在惠斯通電橋中，共模電壓由連接在每個支路中的阻抗定義，并與施加的電源成正比。由于應變計中的線性檢測優(yōu)勢，電子秤應用實現了這種檢測拓撲，圖8顯示了II型半橋。

圖8.惠斯通拓撲中帶應變計的稱重秤。

應變計的靈敏度通常為2 mV/V。惠斯通供應量越高，獲得的靈敏度就越高。為了增加應變計的動態(tài)范圍并最大化SNR，電橋的供電電源可能高于ADC。

在阻性PGA中，由于其共模限制，電橋應以與ADC電源相同的電源電壓供電，以最大化動態(tài)范圍，而在容性PGA中，電橋的供電幾乎是ADC電源電壓的兩倍，因為沒有輸入共模限制。

例如，假設標準電源電平并以3.3 V電壓為ADC供電，則在相同選定增益下，容性PGA優(yōu)于阻性PGA的改進可總結為表1。

表 1.假設標準電源和增益的惠斯通電橋中阻性和電容性PGA的比較

另一個可能的問題是，當電橋與ADC保持一定距離時，接地之間的電位差。這可能會改變共模電壓，使ADC輸入共模相對于電橋不平衡，并降低阻性PGA中的最大允許增益。

將容性PGA性能與阻性PGA相匹配的一種可能方法是在更高的電源電壓下為電橋供電。例如，使用雙極性電源（±3.3 V）為電橋供電，以提高應變計的靈敏度，但會增加系統復雜性和功耗。

另一個可以從電容式PGA中受益的例子是使用電阻溫度檢測器（RTD）或熱電偶進行溫度測量。

常用的RTD電阻（如PT100）可用于直接或間接檢測熱電偶冷端的溫度，如圖9所示。

圖9.典型的熱電偶設置。

PT100 為每個元件提供不同的導線，是最受歡迎和最具成本效益的 3 線配置。

圖10提出了一種在消除導聯誤差的同時測量溫度的傳統方法。在本例中，帶PGA的Σ-Δ型ADCAD7124-8的內部電流源以相同的電流驅動RTD的兩根導線，從而在兩根引線上產生相等且與引線電阻成比例的失調誤差。

由于引線電阻值小，AD7174-8提供的電流將自發(fā)熱效應降至最低，RL3中產生的失調電壓接近負供電軌，大大降低了阻性PGA的最大允許增益，因為其輸入共模也將非常接近供電軌，而電容PGA則在內部將共模電壓設置為電源軌的一半， 允許更高的增益配置，從而增加整體動態(tài)范圍。

所提出的解決方案顯著降低了系統和硬件連接的復雜性，因為第三根電纜不應返回到ADC PCB，并且可以連接到RTD位置附近的地。

圖 10.3線RTD測量。

為了提高溫度測量的精度，首選4線測量。在這種情況下，僅使用一個電流基準。為了避免電流源的不精確性，可以使用比例測量和精密電阻作為ADC基準電壓發(fā)生器，如圖11所示。

圖 11.比率式 4 線 RTD 測量。

選擇外部精密電阻的值，使RTD兩端產生的最大電壓等于基準電壓除以PGA增益。

對于3.3 V電源，在阻性PGA中，精密電阻上產生的電壓應在1.65 V左右，否則PGA共模電壓將限制最大增益。結果是最大增益信號應等于1.65 V。在容性PGA中，沒有輸入共模限制，因此，RTD共模信號可以靠近頂軌，從而使精密電阻產生的ADC基準電壓最大化，從而可以最大化最高的可選增益和動態(tài)范圍。

表2總結了阻性PGA相對于容性PGA的最大增益，最大電流源為500 μA，以限制Pt100自發(fā)熱，假設B類RTD，最高溫度為600°C，最大VREF為2.5 V。

表 2.4線RTD比率測量中阻性和電容性PGA的比較

結論

與阻性PGA相比，電容式PGA具有許多重要優(yōu)勢。由于作為增益元件的電容器固有的溫度穩(wěn)定性和匹配特性，噪聲、共模抑制、失調、增益誤差和溫度漂移等關鍵規(guī)格得到了改善。

另一個關鍵特性是輸入共模電壓與放大器內部共模電壓的去耦。當要放大的輸入信號位于接近供電軌的共模電壓上時，這一點至關重要。阻性PGA選擇增益將受到其共模限制的嚴重限制，或者需要更高的電源軌或外部元件將輸入信號重新偏置到電源軌的一半。相反，電容式PGA可以輕松處理這種傳感場景。

審核編輯：郭婷