LTC2387驅(qū)動(dòng)器：用于成像的驅(qū)動(dòng)器

下面顯示的電路效果很好。你應(yīng)該嘗試一下。

這適用于標(biāo)稱值為0-3V單端或差分信號(hào)，來(lái)自CCD、CMOS圖像傳感器或其他類似信號(hào)源。如圖所示，信噪比為88dB。使用AD8008代替U1，并進(jìn)行一些其他細(xì)微改動(dòng)，可產(chǎn)生92dB SNR，在15Msps時(shí)在一個(gè)像素中建立至0.02%。

用于映像的驅(qū)動(dòng)程序（長(zhǎng)版本）

首先，我要說(shuō)明此驅(qū)動(dòng)程序不一定僅適用于映像應(yīng)用程序。通過(guò)成像，我們實(shí)際上意味著：任何涉及采樣同步步驟到不同電平的信號(hào)，例如您可能從CCD看到的信號(hào)。或者更準(zhǔn)確地說(shuō)，是突然的階躍，或瞬態(tài)，然后相對(duì)靜態(tài)地停留在任意電壓電平下，最好涉及時(shí)鐘周期的某個(gè)合理部分，以便在采樣前建立。這些不同的級(jí)別可能是像素。例如，這可能意味著CCD場(chǎng)或線性陣列傳感器，光學(xué)，X射線或紅外圖像傳感器，或者實(shí)際上是多路復(fù)用信號(hào)。如果該驅(qū)動(dòng)器之前有多路復(fù)用器，則多路復(fù)用器選擇的信號(hào)的頻譜功率分布應(yīng)主要低于1 MHz，至少在采樣前約10-15 nsec期間。

如果此用途用于CDS采樣，則實(shí)際最大像素速率為7.5Msps，并且必須在數(shù)字域中減去黑色基準(zhǔn)電壓源。

圖1.帶有兩個(gè)不同供應(yīng)商的兩個(gè)雙通道電流反饋放大器的原型

LTC?2387 是一款 18 位 ADC，其 SNR 和線性度遠(yuǎn)超集成式 CCD 解決方案。

可以使用動(dòng)態(tài)范圍代替PGA，以適應(yīng)大范圍的積分時(shí)間或不同的器件。毋庸置疑，這并非針對(duì)消費(fèi)類成像應(yīng)用。本文的初衷是將LT1396用于U1和U2，但利用ADI公司的多個(gè)電流反饋放大器可以實(shí)現(xiàn)更低的噪聲。以更高的功耗為代價(jià)，更高的SNR的好處可能受到傳感器特性的限制，并且在一定程度上受到傳感器使用的限制。例如，如果可以對(duì)多個(gè)幀進(jìn)行平均，并且分辨率受到像素間增益和偏移變化以及噪聲的影響，則驅(qū)動(dòng)器的較高SNR在任何情況下都將具有有限的價(jià)值。

在撰寫本文之前幾個(gè)月，AD8008和AD8002對(duì)該電路進(jìn)行了測(cè)試。當(dāng)時(shí)，這個(gè)其他人口并不打算發(fā)表。這樣做只是為了調(diào)查目的。其他供應(yīng)商的電流反饋放大器（CFA）也已嘗試過(guò)，因?yàn)樗鼈冊(cè)诒鞠盗械牡谝徊糠趾偷谌糠种幸呀?jīng)出現(xiàn)。但只有一家供應(yīng)商的器件比 LT1396 實(shí)現(xiàn)了有意義的改進(jìn)?，F(xiàn)在，發(fā)布它似乎是合適的，因?yàn)樵摴?yīng)商現(xiàn)在是我們。AD8008 還具有低于 LT1396 的 in+ 偏置電流。

此拓?fù)渑c 2013 年 7 月的文章“用于成像的近乎無(wú)噪聲的 ADC 驅(qū)動(dòng)器”相關(guān)。該版本針對(duì) 84dB SNR 20Msps LTC2270 發(fā)布，其輸入范圍為 2.1V p-p。如果需要更多詳細(xì)信息，我建議也閱讀該文章。

圖 2 紅色值反映了 LT1396 版本更新至 AD8008 時(shí)的變化 紅色元件是布局上不存在的建議附加組件。

本電路與20 Msps LTC2270的2013年拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之間的區(qū)別在于，此新版本必須在輸入級(jí)提供增益，以便為L(zhǎng)TC2387的8V峰峰值輸入范圍實(shí)現(xiàn)足夠的信號(hào)擺幅。這種方法假設(shè)“視頻”信號(hào)處于常見(jiàn)的3-5V峰峰值范圍內(nèi)。第一級(jí)輸出端的信號(hào)電平必須大于ADC的輸入范圍，因?yàn)樗贏DC之前的共模伺服級(jí)中衰減。共模伺服提供基本上無(wú)噪聲的單端到差分平移。此版本中的衰減僅為3.8dB，小于我之前使用這種方法的情況。這部分是因?yàn)樵?2V電源下，驅(qū)動(dòng)輸入放大器輸出端的無(wú)失真信號(hào)擺幅被限制在約8V峰峰值。被驅(qū)動(dòng)放大器（消耗此增益）假設(shè)為單端驅(qū)動(dòng)，其偏移量幾乎是補(bǔ)碼放大器的兩倍。如果采用標(biāo)稱平衡的差分信號(hào)驅(qū)動(dòng)，并且此版本與原始文章的不同之處在于它本質(zhì)上是差分的，則輸入級(jí)增益可能會(huì)更高，SNR也會(huì)得到改善。這種改善部分是由于噪聲電流在較高增益下變得不那么顯著，部分是由于共模伺服中的衰減更大，從而降低了噪聲電壓和噪聲電流的影響。共模抑制將單端驅(qū)動(dòng)（或在這種情況下，相當(dāng)不平衡的差分驅(qū)動(dòng)）轉(zhuǎn)換為體面的差分驅(qū)動(dòng)，更像傳輸線巴倫。原始文章使用 LT1395 系列作為單位增益輸入緩沖器，直接從反相輸入獲取功率輸出（用于驅(qū)動(dòng) ADC 的實(shí)際功率），就好像它是發(fā)射極跟隨器一樣。如果視頻信號(hào)為 10V 峰峰值差分，則 LTC2387 可能采用該板精確地以這種方式驅(qū)動(dòng)。這將需要一些不同的人口。當(dāng)然，如果共模正確，并且輸出阻抗得到良好控制，傳感器的8Vp-p差分驅(qū)動(dòng)可能會(huì)直接驅(qū)動(dòng)ADC。LTC2270 版本將 4-5Vp-p 單端視頻輸入轉(zhuǎn)換為 2.1Vpk-pk 差分。LT1396 基本上充當(dāng)反饋環(huán)路內(nèi)的一對(duì)互補(bǔ)發(fā)射極跟隨器。放大器的輸出僅用于通過(guò)最小402Ω FB電阻閉合環(huán)路。

以這種方式使用的 LT1395 具有相當(dāng)?shù)偷脑肼暫头浅？斓慕⑺俣?。然而，在產(chǎn)生增益時(shí)，其4.5 nV/√Hz輸入噪聲電壓和25 pA/√Hz的反相輸入噪聲電流是主要噪聲源。不幸的是，低噪聲電壓反饋放大器和軌-軌輸出放大器通常被宣傳為適合成像驅(qū)動(dòng)器，但通常速度太慢。

碼型噪聲和建立

慢建立會(huì)將任何時(shí)序變化、任何受傳播延遲或幅度確定性變化影響的時(shí)鐘饋通、任何串?dāng)_轉(zhuǎn)換為通常所說(shuō)的“碼型噪聲”。這通常是對(duì)角線的形式，有時(shí)會(huì)產(chǎn)生其他有趣但仍然不需要的效果。這些模式通常提供有關(guān)該變體起源的線索。如果建立不完全，時(shí)鐘饋通或CCD中的電荷注入的重復(fù)變化將產(chǎn)生與時(shí)序變化類似的影響。同樣的情況也存在于時(shí)序變化的多路復(fù)用信號(hào)中，或者與拓?fù)渲械钠骷嚓P(guān)的可變電荷注入，或者多路復(fù)用器輸出電容中常見(jiàn)的“電荷共享”?？膳碌臅r(shí)序變化可能源于軟件、中斷驅(qū)動(dòng)處理器，在較小程度上可能源于集成時(shí)序引擎、FPGA 中的 DLL 和其他設(shè)備，而不是傳感器本身。圖案噪聲也可能源于串?dāng)_機(jī)制，其根源在于糟糕的PCB布局設(shè)計(jì)，當(dāng)然也源于電源設(shè)計(jì)，盡管通常是間接的，但紋波轉(zhuǎn)化為電荷注入的變化。

在某些情況下，成像客戶斷言，緩慢的建立應(yīng)該不是問(wèn)題，因?yàn)槿藗冋J(rèn)為像素之間沒(méi)有干擾，也沒(méi)有時(shí)序變化。回想起來(lái)，這些似乎往往是后來(lái)發(fā)現(xiàn)模式噪聲是一個(gè)問(wèn)題的情況。然而，在某些情況下，模式噪聲無(wú)疑是由于選擇不當(dāng)?shù)?a target="_blank">差分放大器引起的振鈴，不適合低增益、高壓擺應(yīng)用。由于相位裕量差，振鈴也會(huì)將時(shí)序變化轉(zhuǎn)化為模式噪聲，因?yàn)樗橇硪环N形式的存儲(chǔ)器。反射回放大器輸出的復(fù)雜電抗負(fù)載會(huì)產(chǎn)生模式噪聲，因?yàn)樗粌H可能延遲，而且可能會(huì)阻止建立，其方式是微妙的，在示波器、數(shù)據(jù)手冊(cè)或仿真中觀察建立行為不是很明顯。我們?cè)腥税l(fā)送簡(jiǎn)單的模型，質(zhì)疑為什么模擬沒(méi)有顯示效果。

未充分建立的放大器可能看起來(lái)PSRR較差，因?yàn)殡娫磿?huì)對(duì)轉(zhuǎn)換和建立產(chǎn)生一些影響。這可能會(huì)被誤解為僅僅是電源問(wèn)題或PSRR問(wèn)題。修理電源就像在斷腿上貼創(chuàng)可貼一樣。

許多放大器具有不對(duì)稱壓擺，再加上高dv/dt信號(hào)源、緩慢建立甚至后濾波，可能會(huì)將時(shí)鐘直通變化、電荷注入和其他像素間干擾轉(zhuǎn)化為平場(chǎng)中可識(shí)別的偽影。在許多情況下，建議在這種放大器之前進(jìn)行一些頻帶限制，即使人們可能會(huì)認(rèn)為它會(huì)加劇緩慢的建立。此問(wèn)題可能標(biāo)記為包絡(luò)檢測(cè)。從成像設(shè)備傳導(dǎo)到慢速建立放大器的類似RFI的偽影可以產(chǎn)生模式，手機(jī)流量的接收也可以產(chǎn)生模式，盡管這更隨機(jī)。假設(shè)可以在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單建立行為的模型，一致的建立時(shí)間雖然可能不夠快，但不接近壓擺率限制的非線性效應(yīng)，在軟件中更容易校正。

其中一些模式噪聲問(wèn)題的根源在于，放大器可用的建立時(shí)間通常小于預(yù)期，并且通常小于像素間隔的50%。在 15Msps 時(shí)，這意味著只有 33 納秒。例如，LT6237（有時(shí)不明智地提升用于成像）在4Vp-p場(chǎng)景中需要大約1微塞才能建立到18位。這可以說(shuō)太慢了大約 30 倍。當(dāng)然，合適的放大器也必須是低噪聲的。

在15 Msps和接近18位時(shí)，這似乎使CFA成為唯一明顯的選擇。LT1396在25 nsec內(nèi)建立至0.1%，除此之外，數(shù)據(jù)手冊(cè)中未對(duì)此進(jìn)行表征。無(wú)論如何，這在建立和噪聲方面都不夠好。AD8008至0.1%的建立時(shí)間為18 nsec （2Vp-p），AD8002的建立時(shí)間為16 nsec。請(qǐng)注意，我僅使用穩(wěn)定到 0.1% 進(jìn)行比較，但甚至穩(wěn)定到 0.01% 可以說(shuō)是不夠的。當(dāng)然，許多成像設(shè)備不保證18位轉(zhuǎn)換器，但是，如果可以對(duì)多個(gè)幀進(jìn)行平均，則可以在統(tǒng)計(jì)上實(shí)現(xiàn)18位的好處。

如上圖所示的電路在一個(gè)像素間隔內(nèi)建立到0.02%以內(nèi)，在滿量程階躍后，在15Msps，在10Msps時(shí)在0.01%以內(nèi)。

信 噪 比

然而，放大器的建立并不是選擇放大器的唯一因素。反相輸入噪聲電流在所有這些CFA的低增益（<7dB）應(yīng)用中占主導(dǎo)地位。

LT1395系列具有4.5 nV/√Hz和400 MHz GBWP，一直是我的主力。在下面的電路中，將LT1396作為U1時(shí)，我們看到SNR為87.5dB。這比之前發(fā)布的 LTC2270 版本的 83.5dB 要好 4dB。然而，就ADC輸入端的噪聲密度而言，它并沒(méi)有更好;因?yàn)檩斎敕秶黾?12 dB 是導(dǎo)致 SNR 增加的原因。

但是，使用AD8008時(shí)，我們看到SNR為90.7dB;AD8002的信噪比為91.5dB。在穩(wěn)定和信噪比之間有一些權(quán)衡。建立速度更快的版本在信噪比方面差約1 dB。

熱尾

CFA表現(xiàn)出由于局部加熱引起的熱尾，主要是輸入級(jí)中的第二個(gè)晶體管，在加熱有機(jī)會(huì)到達(dá)第一個(gè)晶體管中的對(duì)應(yīng)晶體管之前的一段時(shí)間內(nèi)表現(xiàn)得最為嚴(yán)重。如果所有 4 個(gè)輸入晶體管都處于相同的溫度，它們的 VBE 將在很大程度上抵消。然而，它們的溫度不同。

當(dāng)在傳遞函數(shù)的另一端存在擴(kuò)展停留時(shí)，影響的大小最為嚴(yán)重，約為0.05%。一個(gè)表觀的熱時(shí)間常數(shù)約為1.3-1.5微塞，但它不是一個(gè)簡(jiǎn)單的時(shí)間常數(shù)。對(duì)應(yīng)晶體管之間存在時(shí)間滯后，看到耗散的晶體管的熱時(shí)間常數(shù)以及芯片本身的熱質(zhì)量之間存在時(shí)間滯后。使用汞濕繼電器揭示了這一點(diǎn)，但限制了可以產(chǎn)生的脈沖的持續(xù)時(shí)間。這種成像驅(qū)動(dòng)器/ADC組合還帶來(lái)了我在汞潤(rùn)濕開(kāi)關(guān)中沒(méi)有觀察到的光效。電導(dǎo)率開(kāi)始和停止時(shí)的行為顯示了涉及表面張力的物理現(xiàn)象的證據(jù)。然而，使用模擬開(kāi)關(guān)生成測(cè)試信號(hào)在早期階段向我們隱藏了這些影響，似乎是由于載流子壽命長(zhǎng)會(huì)延遲完全關(guān)閉，從而產(chǎn)生延長(zhǎng)的建立時(shí)間，奇怪的是，誤差相同，但極性與熱效應(yīng)相反，持續(xù)時(shí)間約為 750 nsec 至 1 微塞。更令人高興的是，對(duì)于像素之間的短時(shí)間瞬變，返回到原始狀態(tài)時(shí)的熱誤差很小。在平坦場(chǎng)中，當(dāng)時(shí)鐘饋通或像素之間的其他瞬變時(shí)，這些效應(yīng)不應(yīng)像緩慢的電建立那樣產(chǎn)生圖案噪聲。

隨著脈沖持續(xù)時(shí)間和信號(hào)電平的變化，效果從看似過(guò)阻尼的緩慢建立到立即過(guò)沖不等。過(guò)沖不屬于與反饋環(huán)路中相位裕量差或振鈴相關(guān)的類型，而是顯示為 1.3-1.5 微塞的簡(jiǎn)單 tau。然而，由于存在具有不同tau的相反效應(yīng)，因此沉降的形狀隨時(shí)間而變化，在某些情況下會(huì)產(chǎn)生快速建立的錯(cuò)覺(jué)，然后是延遲的過(guò)沖。對(duì)于許多成像應(yīng)用，這種熱尾應(yīng)該不是問(wèn)題，因?yàn)樗赡苤辉诰€條或幀的開(kāi)頭看到。對(duì)于醫(yī)學(xué)成像，在平坦的視場(chǎng)中響應(yīng)短時(shí)間瞬變而快速建立是最重要的，熱尾部在假設(shè)的高對(duì)比度圖像中表現(xiàn)為微妙的重影，在低對(duì)比度視場(chǎng)中是難以察覺(jué)的，即使增強(qiáng)到高對(duì)比度。如果能夠顯示這種分辨率的高對(duì)比度彩色圖像，則需要大約80億種顏色才能使熱尾部可辨別。

模擬校正還是數(shù)字校正？

有一個(gè)一階補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，我沒(méi)有在PCB上做規(guī)定，它由0.75 pF組成，與68KΩ串聯(lián)，放置在R28上。這是以1.5pF-68K-1.5pF的形式進(jìn)行測(cè)試的。

它的tau為51 nsec。盡管實(shí)際的熱尾是一個(gè)更復(fù)雜的功能，與復(fù)雜的3D熱環(huán)境以及與加熱相鄰輸入晶體管相關(guān)的熱滯后，此時(shí)存在一定程度的抵消，但簡(jiǎn)單網(wǎng)絡(luò)在干擾短的情況下在不到1個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)加速建立。但是，如果在可變持續(xù)時(shí)間偏移到輸入范圍的相反極端后需要建立到16-18位電平，則在數(shù)字域中對(duì)放大器中的熱過(guò)程進(jìn)行建模可能是解決此問(wèn)題的最佳方法?？赡苡斜匾褂密浖W(xué)習(xí)，因?yàn)榭赡苡卸鄠€(gè)貢獻(xiàn)者，包括成像設(shè)備，這可能會(huì)混淆簡(jiǎn)單的方法。

線性

該電路線性度的測(cè)試以與原始文章類似的方式完成，涉及fs/2或fs/4的高電平方波，以及較低幅度的正弦波，即奈奎斯特模擬像素的方波。如果采樣的時(shí)間相對(duì)于方波被推到“像素”的末端，因此，您將努力對(duì)實(shí)際像素進(jìn)行采樣，則互調(diào)失真應(yīng)最小。不建議提前采樣，因?yàn)檫@會(huì)縮短建立時(shí)間。不太明顯的是，如果過(guò)早采樣，共模伺服將沒(méi)有時(shí)間建立，因此，不會(huì)有效地抑制共模。有些人質(zhì)疑成像應(yīng)用中是否需要高線性度，但即使我可以，我也不會(huì)解決這個(gè)問(wèn)題。LT1396版本的線性度不如AD8008，這可能與LT1396中的交越失真有關(guān)。然而，LT1396 版本的線性度實(shí)際上可能不是許多成像應(yīng)用所關(guān)心的問(wèn)題，87dB SNR 可能是可以接受的，因?yàn)樗芸赡苡蓚鞲衅髦鲗?dǎo)。在這種情況下，LT1396 的較低電流消耗可能很有吸引力。AD8002的失真比AD8008版本略大，但噪聲更低，因此對(duì)于其他客戶來(lái)說(shuō)可能更可取。許多成像器件甚至?xí)萀T1396版本的–87dBfs本底噪聲高20 dB左右。對(duì)于短孔徑時(shí)間、低照度、低劑量激發(fā)或小面積成像器，驅(qū)動(dòng)器的信噪比無(wú)關(guān)緊要...多。事實(shí)上，LT6411 是一款源自 LT1395 系列的器件，仍采用 12V 工藝，由于采用了內(nèi)部反饋電阻器，因此建立時(shí)間要快得多，而且應(yīng)該會(huì)產(chǎn)生與 LT1396 版本大致相同的本底噪聲，因此正在考慮對(duì)上述電路板進(jìn)行新的迭代。AD8003三元組有第二種變體，但事實(shí)證明它具有更嚴(yán)重的熱尾，盡管它可能有一些優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)樗臁?/p>

本電路與 LTC2270 的原始 2013 成像拓?fù)洳煌?，因?yàn)檩斎爰?jí)還有助于從單端信號(hào)到差分信號(hào)的轉(zhuǎn)換。由于差分增益約為3，因此第一級(jí)的輸出具有一個(gè)共模分量，該分量相對(duì)于差分分量降低約14 dB。因此，即使ADC的輸入范圍高出4倍，輸出共模伺服也可以與原始設(shè)計(jì)大致相同。然而，這種更高增益、更高輸入范圍的版本確實(shí)有一個(gè)額外的共模環(huán)路，用于控制電平轉(zhuǎn)換，并降低輸出伺服在電平轉(zhuǎn)換中的作用。然而，這種電平轉(zhuǎn)換可能需要微控制器和DAC的參與。原型在伺服中具有很高的增益，并且在照明發(fā)生劇烈變化的情況下，伺服器必須做出響應(yīng)?？赡苄枰档驮撍欧脑鲆?。（C11與電阻并聯(lián)）。這是視頻電平的問(wèn)題，因?yàn)?-4V或0-5V不允許那么多的動(dòng)態(tài)余量。如果輸入共模相對(duì)穩(wěn)定，電平偏移可能只是一個(gè)固定偏置。

共模輸出伺服必須控制一對(duì)節(jié)點(diǎn)，在共模下，不得顯示為容抗。輸出濾波器將共模伺服與第一級(jí)的輸出、電平轉(zhuǎn)換伺服、ADC的輸入電容以及各種傳輸線隔離開(kāi)來(lái)。濾波器還盡可能降低混疊噪聲帶寬，并降低從ADC返回的瞬變的頻率成分，以及從前端返回的瞬態(tài)共模的頻率成分，共模伺服都無(wú)法很好地處理，使其保持閉環(huán)操作。

此 LTC2387 版本中的共模伺服 U2A 通過(guò) C5 和 C6 工作于輸出濾波器，以及旨在顯示為 ADC 吸收性網(wǎng)絡(luò)的一部分。如果沒(méi)有此功能，使用雙工器級(jí)跟隨伺服可能會(huì)影響共模建立。例如，電路板具有將最后一個(gè)吸收器從R13移動(dòng)到R30的規(guī)定，或者在兩者之間分配。但是，將整個(gè)共模瞬態(tài)功率返回到共模伺服的輸出可能是不明智的。伺服可以被視為在不影響差分阻抗的情況下降低了共模阻抗。

L1、L2、L3 和 L4 是共模環(huán)路的組成部分，將受控節(jié)點(diǎn)與容性負(fù)載 C9 和 C4 隔離開(kāi)來(lái)。濾波器L4和C4的輸出端以及對(duì)應(yīng)的輸出端是差分雙工器，在較高頻率下似乎對(duì)ADC具有吸收性。差分信號(hào)不與共模伺服相互作用，但共模組件將在L1和L4之間的節(jié)點(diǎn)及其對(duì)應(yīng)處看到低阻抗。

正如本系列第三部分所解釋的，輸出伺服中元件的寬松公差會(huì)影響SNR和失真。與其重復(fù)原始文章中解釋的細(xì)節(jié)，如果這篇文章在細(xì)節(jié)上顯得有點(diǎn)不足，我會(huì)要求您閱讀這些細(xì)節(jié)。

使用具有相對(duì)高輸入電流的CFA可能會(huì)成為某些傳感器的問(wèn)題來(lái)源。LT1395的最大in+電流為30 uA。然而，許多低噪聲VFB放大器也具有相當(dāng)高的輸入電流。例如，LT6200 的最大偏置電流規(guī)格為 –40uA，而 LT6237 的輸入電流規(guī)格均為 12uA，但兩者都太慢。AD8008和AD8002的最大輸入+電流分別為8uA和10uA。如果采樣速率小于10 Msps，則可以使用LTC6268 FET放大器（5 nV/√Hz）作為輸入級(jí)。然而，LTC6268 被限制在一個(gè) 5V 電源內(nèi)，因此需要一個(gè)差分視頻信號(hào)才能實(shí)現(xiàn)實(shí)用。

測(cè)試和驗(yàn)證

由于沒(méi)有預(yù)算可以購(gòu)買，也沒(méi)有時(shí)間設(shè)計(jì)一個(gè) 18 位線性 CCD 仿真器，也不可能有任何 CCD 或光源，就此而言，這可能為我們提供任何方法來(lái)證明該解決方案在我們?cè)敢庀嘈诺姆秶鷥?nèi)是線性的，我們別無(wú)選擇，只能澄清原始文章中提出的情況， 并完善它。我們確實(shí)收到評(píng)論說(shuō)，成像客戶不知道如何解釋我們提出的案例。

圖3.精密方波源與正弦波相結(jié)合的實(shí)驗(yàn)裝置

原始文章中的測(cè)試用例是奈奎斯特的方波，并結(jié)合了 70 KHz 的音調(diào)。在方波的存在下，有一些IM產(chǎn)品生產(chǎn)出來(lái)，但基本表觀功率沒(méi)有變化，至少?zèng)]有出小數(shù)點(diǎn)后3位。AD8008的正弦波IM失真水平相當(dāng)?shù)?，?5-16位電平。

在本設(shè)計(jì)中，使用 LT1396 時(shí)，奈奎斯特鰭片處的雜散約為 –65dBfs，或相對(duì)于 –20dB 正弦波約為 –45dB。AD8008的功耗為–98dBfs。這與16位ADC的量化誤差功率相同。我并不是說(shuō)它源于量化誤差;它只是在功率方面具有可比性。在以熱噪聲為主的時(shí)域應(yīng)用中，至少在AD8008的情況下，熱噪聲無(wú)關(guān)緊要。

在這種新案例中，我們的單端方波源是一個(gè)ADG772模擬開(kāi)關(guān)，在兩個(gè)基準(zhǔn)電壓之間切換，每個(gè)基準(zhǔn)電壓都有傳輸線的源端接。它們?cè)诜糯笃魃喜皇嵌私?，而是在R18中以高頻端接。此開(kāi)關(guān)是差分開(kāi)關(guān)，未使用的線路也是源端接的。請(qǐng)注意，L4與R18并聯(lián)可降低源阻抗，以提高噪聲密度。R40和R44本身不是端接，其值取決于成像設(shè)備。無(wú)緩沖成像器件可能要求不存在這些電阻。重復(fù)電荷轉(zhuǎn)移代表相當(dāng)?shù)偷淖杩?，并將提供足夠的偏置電流?/p>

如果采用單端驅(qū)動(dòng)，則另一路輸入可采用仿真成像器件阻抗的源進(jìn)行偏置，或者采用來(lái)自低噪聲基準(zhǔn)電壓源的低阻抗進(jìn)行偏置。

CFA的輸入電流相對(duì)于許多電壓反饋放大器來(lái)說(shuō)很高，如果唯一的存儲(chǔ)機(jī)制是C16，則在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)，在15 Msps時(shí)，它可能會(huì)下降近20mV。如果時(shí)序是確定性的，這只是一個(gè)偏移量。如果時(shí)間是可變的，這可能會(huì)變成噪音或模式。4V范圍內(nèi)的20 mV壓降為0.5%，18位轉(zhuǎn)換器的壓降為1300個(gè)。如果定時(shí)信號(hào)和采樣之間的總抖動(dòng)為50 psec，則轉(zhuǎn)換為約1 lsb的噪聲?，F(xiàn)在，按照高速標(biāo)準(zhǔn)，50 psec的抖動(dòng)很大，而1 lsb比熱噪聲低20 dB，因此除非時(shí)序由軟件驅(qū)動(dòng)，否則它不太可能成為噪聲源。軟件中更高優(yōu)先級(jí)的中斷可能會(huì)產(chǎn)生非常重大的損害。請(qǐng)注意，F(xiàn)PGA 中的 DLL 很容易產(chǎn)生 50 psec 抖動(dòng)。

在此LTC2387版本的互調(diào)測(cè)試中，由于與發(fā)生器、濾波器和直流模塊有關(guān)的原因，我們將交流頻率提高到300 KHz，但將其功率電平降至–20dBfs，從而使方波驅(qū)動(dòng)具有接近全振幅。當(dāng)兩個(gè)音調(diào)的功率相等時(shí)，IM產(chǎn)品通常最大，但幅度瞬變?cè)礁?，更接近?shí)際成像信號(hào)。此場(chǎng)景旨在仿真成像信號(hào)中的近滿量程步進(jìn)，但使用較弱正弦波的調(diào)制作為線性度的度量。如果存在顯著的非線性，無(wú)論是以壓縮形式還是以差分相位誤差的形式，三階交調(diào)產(chǎn)物都會(huì)從方波偏移300 KHz。如果有壓縮，基波的振幅也會(huì)改變，盡管需要大量的數(shù)字才能看到效果。我們?cè)诨竟β蔖scope中添加了數(shù)字，以測(cè)試這一點(diǎn)。

由于缺乏更好的術(shù)語(yǔ)，即關(guān)于雙極零的對(duì)稱，如果存在相同程度的壓縮（增益降低），則由正弦波疊加在兩個(gè)不同的邏輯狀態(tài)上產(chǎn)生的信號(hào)的對(duì)稱雙峰性質(zhì)可能不會(huì)產(chǎn)生顯著的三階IM。它將在奈奎斯特以下2fsine生產(chǎn)產(chǎn)品，這是由于這兩種狀態(tài)之間的相位交替產(chǎn)生的。因此，我們還在奈奎斯特測(cè)試了300 KHz正弦波與方波的組合，在雙極性零點(diǎn)和傳遞函數(shù)的任一最大值之間切換。接近滿量程的壓縮會(huì)產(chǎn)生AM，AM在奈奎斯特減去f處顯示為音調(diào)，向外是下邊帶，但實(shí)際上兩個(gè)邊帶組合為另一個(gè)之上的上邊帶別名。這種情況實(shí)際上并沒(méi)有產(chǎn)生更嚴(yán)重的三階互調(diào)失真，因此假定線性度是可以接受的。請(qǐng)注意，方波中與fs/2的輕微偏移會(huì)隔離兩個(gè)邊帶，但也會(huì)導(dǎo)致整個(gè)“像素”的采樣。

圖4.1/2 奈奎斯特 （3.75 MHz） 附近的方波測(cè)試，顯示變焦 Y 軸上的熱尾（上插圖）

圖4顯示了奈奎斯特/2附近的方波，而不是奈奎斯特附近的方波測(cè)試。頻域圖上指示的諧波只是偶數(shù)階，所有奇次分量都存在于fs下的方波中。不對(duì)稱壓擺率會(huì)產(chǎn)生第 2 個(gè)（在本例中靠近奈奎斯特）、第 4 個(gè)（靠近 DC）及以上，顯示此僅用于闡明測(cè)試場(chǎng)景。壓擺率的不對(duì)稱性是可見(jiàn)的，因?yàn)榫€在兩種狀態(tài)之間沒(méi)有交叉一半。如果方波在奈奎斯特，在狀態(tài)變化之前采樣，則數(shù)據(jù)將由相同值的樣本對(duì)組成。不會(huì)有關(guān)于回轉(zhuǎn)或沉降的信息。有兩個(gè)時(shí)域圖，上面的圖夸大了大約 125 倍。上圖顯示了這種情況在由點(diǎn)組成的圖中的重疊性質(zhì)，放大到雙極零點(diǎn)附近的區(qū)域。

復(fù)雜性的批評(píng)與辯護(hù)

對(duì)這個(gè)電路以及本系列中其他電路最激烈的批評(píng)是復(fù)雜性。有幾個(gè)基本事實(shí)強(qiáng)加了這種程度的復(fù)雜性。高線性度需要放大器的高GBWP，不幸的是，這意味著大量的噪聲帶寬。ADC的輸入帶寬為200MHz，或27個(gè)奈奎斯特區(qū)，頻率為15Msps。如果采樣受到放大器的整個(gè)帶寬的影響，假設(shè)噪聲密度是平坦的，則放大器的噪聲將比限制在1奈奎斯特區(qū)的噪聲大14.3 dB*。*（10log（200/7.5）=14.3 dB） 由于放大器占主導(dǎo)地位，這將接近 14 dB 的損失。這意味著必須對(duì)輸出進(jìn)行濾波才能獲得高SNR的優(yōu)勢(shì)。但是，您不能將 BW 限制為 1 奈奎斯特區(qū)并獲得快速穩(wěn)定。大約需要奈奎斯特 BW 的 3-5 倍。將帶寬從ADC的全200MHz帶寬限制到約37MHz，仍然有7 dB的優(yōu)勢(shì)。這是 5 個(gè)奈奎斯特區(qū)，其中包括奈奎斯特方波的 5 次諧波。雖然需要降低噪聲帶寬，但具有陡峭過(guò)渡帶或阻帶中深零點(diǎn)的濾波器會(huì)響應(yīng)突然的階躍而振鈴。

驅(qū)動(dòng)ADC時(shí)，濾波器的建立有兩個(gè)方面發(fā)揮作用;對(duì)輸入波形的脈沖響應(yīng)（與RF工程師的S21相關(guān)），以及對(duì)從ADC接收瞬變的響應(yīng)反射（S22）。在雙端口反射濾光片中，這些是密切相關(guān)的。在吸收式過(guò)濾器或可被視為多端口過(guò)濾器的過(guò)濾器中，這些過(guò)濾器可以在一定程度上彼此分離。吸收式濾波器對(duì)于實(shí)現(xiàn)直接采樣ADC的全部性能至關(guān)重要。但是，它們往往更復(fù)雜。

響應(yīng)來(lái)自LTC2387的干擾而建立的可用時(shí)間為1/fs-39nsec，或27 nsec（15Msps）。一個(gè)枯燥的推理表明，LT1396的25 nsec建立就足以滿足這種情況。但是，放大器必須從ADC的角度建立，同時(shí)通過(guò)限帶濾波器的延遲響應(yīng)進(jìn)行交互，同時(shí)驅(qū)動(dòng)濾波器的復(fù)阻抗。此外，相互依賴的放大器可延長(zhǎng)相對(duì)于單個(gè)放大器的建立時(shí)間。然而，差分輸入級(jí)由兩個(gè)CFA組成，與由電壓反饋放大器組成相比，其相互依賴性要小得多。為了可視化這種效果，例如對(duì)于單端輸入信號(hào)，驅(qū)動(dòng)放大器反相輸入端的信號(hào)由輸入級(jí)直接緩沖，就像發(fā)射極跟隨器一樣，并注入相反的放大器，充當(dāng)反相放大器。這一方面顯著改善了響應(yīng)快速輸入階躍的初始建立。然而，令人高興的是，濾波器減輕了反射到放大器中的干擾。為了直接采樣ADC的高線性度，以及成像應(yīng)用，可能需要輸出網(wǎng)絡(luò)的快速建立，以消除采樣過(guò)程中的任何非線性電荷，以及成像應(yīng)用，也許是為了降低模式噪聲。這通常意味著高斯吸收濾波器。不幸的是，吸收式濾光片通常比反射濾光片復(fù)雜2-3倍。在這樣的驅(qū)動(dòng)器中實(shí)現(xiàn)最佳阻尼需要一個(gè)具有脈沖響應(yīng)的濾波器，該濾波器在兩個(gè)方向上完全按照所需的建立時(shí)間建立，也許要考慮放大器的壓擺率。如果壓擺率不對(duì)稱，則不太可能在兩個(gè)偏移的建立和帶寬之間實(shí)現(xiàn)最佳權(quán)衡，并且濾波器的建立速度必須更快。假設(shè)對(duì)稱回轉(zhuǎn)，濾波器本身的最佳脈沖響應(yīng)將是涉及放大器擺動(dòng)的脈沖響應(yīng)，而不是理想的步進(jìn)。但是，如果放大器的壓擺率限制在某個(gè)幅度以上，這將意味著針對(duì)不同的偏移提供不同的解決方案。因此，在放大器之前需要一些壓擺率限制，由C16和C17確定。如果在放大器之前限制壓擺率，使放大器遠(yuǎn)離壓擺率限制，則濾波器應(yīng)針對(duì)任何幅度偏移保持一致，并且更容易在軟件中進(jìn)行校正。使放大器遠(yuǎn)離壓擺限制還可以防止輸入端產(chǎn)生較大的誤差電壓，使其遠(yuǎn)離非線性操作，并避免延長(zhǎng)恢復(fù)過(guò)程。

共模伺服必須工作在一對(duì)看似實(shí)際阻抗而不是無(wú)功阻抗的節(jié)點(diǎn)中，因此，輸出濾波器再次比簡(jiǎn)單的反射濾波器稍微復(fù)雜一些。由單個(gè)放大器控制的這兩個(gè)節(jié)點(diǎn)必須在復(fù)阻抗方面匹配，否則會(huì)將該放大器的共模誤差和噪聲轉(zhuǎn)換為差分元件，并被ADC看到。

傳輸線上反射的控制，以及將高速路徑與低速共模環(huán)路隔離的其他元素也增加了復(fù)雜性。該原型板旨在使我們能夠評(píng)估采用 MS8 封裝的 LT1396 與 AD8008 以及其他器件。還有其他具有不同引腳布局的器件，它們建立速度更快，噪聲更低，并且可能更適合產(chǎn)生緊湊的布局。已經(jīng)考慮使用電阻器陣列，這可能會(huì)產(chǎn)生更緊湊的布局。如果對(duì)此電路感興趣，可以提供幫助，并且可以以空白或部分填充的形式提供現(xiàn)有電路板。必須針對(duì)每個(gè)傳感器和應(yīng)用評(píng)估此驅(qū)動(dòng)程序的適用性。但是，這種拓?fù)涞膭?dòng)態(tài)范圍和快速建立可能無(wú)需為每種類型的傳感器進(jìn)行定制。該聲明假設(shè)增益足夠低，可以容納預(yù)期的最高信號(hào)電平。

其他應(yīng)用

對(duì)于某些應(yīng)用，放棄ADC輸入范圍的一半并使用單極性驅(qū)動(dòng)可能是有意義的。請(qǐng)注意，這意味著ADC使用0V-4.096V差分驅(qū)動(dòng)，而不是單端驅(qū)動(dòng)。如果一個(gè)假設(shè)的成像設(shè)備在“黑暗”中具有最低的噪聲密度，我們稱之為黑暗，黑暗可以放置在雙極零度。這意味著無(wú)需注入大規(guī)模偏移，這是1/f噪聲的另一個(gè)潛在來(lái)源。LTC2397 的 1/f 區(qū)域在雙極性零點(diǎn)時(shí)非常低，在接近全標(biāo)度時(shí)則不那么低。從理論上講，考慮到放大器的5個(gè)奈奎斯特噪聲帶寬區(qū)的折疊，在增益降低的情況下，使用一半的輸入范圍時(shí)，AD8008的1/f轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)約為1000 Hz，LT1396的1/f轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)約為10 Hz，而AD8002的雙極性零時(shí)可能只有約10 Hz。

當(dāng)基準(zhǔn)電壓源的靈敏度最大化（接近滿量程）時(shí)，ADC的1/f轉(zhuǎn)折不是那么低。1/f 轉(zhuǎn)角約為 15KHz，內(nèi)部基準(zhǔn)基于接近滿量程的直流測(cè)量。AD8002版本的1/f角在零點(diǎn)處確實(shí)明顯更好。

請(qǐng)參閱第四部分文章，了解如何在整個(gè)范圍內(nèi)驅(qū)動(dòng) LTC2387 基準(zhǔn)以實(shí)現(xiàn)低 1/f。

使用輸入級(jí)時(shí)，一個(gè)輸入為0V，另一個(gè)輸入接收以地為參考的單極性信號(hào)，可能需要對(duì)共模舵機(jī)和電平轉(zhuǎn)換控制進(jìn)行一些更改。我應(yīng)該為伺服系統(tǒng)使用兩個(gè)單放大器，因?yàn)檫@會(huì)使電路板更加靈活。如果電平轉(zhuǎn)換控制能夠使用更負(fù)的電源軌，輸出共模伺服可能采用單個(gè)正電源，則輸入級(jí)的噪聲增益可以更好地保留。

以這種單極性方式使用，這很像本系列的第三部分，即跨阻應(yīng)用，但用于更快的上升時(shí)間或更短的脈沖。然而，這僅適用于脈沖或像素與采樣同步的應(yīng)用，例如源自與采樣同步的脈沖激勵(lì)。如果增益下降2倍，在AD8008版本中，僅使用ADC范圍的1/2，SNR仍將約為88dB，而ADC現(xiàn)在占主導(dǎo)地位，放大器的貢獻(xiàn)基本上下降了6dB。

審核編輯：郭婷