LTC3126實(shí)現(xiàn)更小和效率更高的多電源設(shè)計(jì)

許多電子設(shè)備必須在各種輸入電源之間無縫轉(zhuǎn)換，例如電池、汽車電源軌、墻上適配器和 USB 端口。傳統(tǒng)上，電源設(shè)計(jì)人員依靠肖特基二極管或優(yōu)先 PowerPath（IC 控制的 MOSFET 開關(guān)）來組合輸入源。由于這兩種方法都需要在開關(guān)電源前面安裝額外的元件，因此解決方案尺寸和設(shè)計(jì)復(fù)雜性增加，同時整體電源效率降低。憑借其可直接采用兩個不同的輸入電源運(yùn)作的能力，LTC3126 消除了這些缺點(diǎn)，并實(shí)現(xiàn)了更小、效率更高的多電源電源。

LTC3126 直接由兩個獨(dú)立的電源工作，通過最大限度減少組件數(shù)量和解決方案尺寸（如圖 1 所示），大大簡化了此類系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，同時保持了較高的整體系統(tǒng)效率。其寬廣的輸入電壓范圍、僅 2μA 的低總電源靜態(tài)電流以及低于嚴(yán)格的 CISPR 25 5 類汽車限制的輻射輻射增強(qiáng)了易用性，如圖 2 所示。

圖1.LTC3126 提供了一個采用 3.4cm 尺寸的完整雙輸入電源解決方案2.

圖2.LTC3126 在標(biāo)準(zhǔn)演示 PCB 上運(yùn)作，通過了以紅色顯示的 CISPR 25 5 類輻射發(fā)射限值。

理想二極管或模式

LTC3126 支持兩個引腳可選的電源路徑?控制模式：理想二極管OR模式（此處描述）和優(yōu)先通道模式（如下所述）。在理想二極管 OR 模式下（如圖 3 所示），LTC3126 仿真一個理想的二極管 OR 電路，其中降壓型轉(zhuǎn)換器自動采用兩個輸入電源的較高電壓工作。這種工作模式在兩個電源具有非重疊電壓范圍的應(yīng)用中非常有用，例如，電壓范圍為 3V 至 4.2V 的可充電鋰電池和標(biāo)稱輸出為 12V 的墻上適配器。

圖3.在理想二極管模式下，LTC3126 仿真一個分立二極管 OR 電路，同時免除了肖特基的功率損耗、壓降和反向漏電流。

LTC3126 包含兩個內(nèi)部低電阻、高邊開關(guān)，采用圖 4 所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)排列，因而允許降壓型轉(zhuǎn)換器直接采用任一輸入電源工作，而無需額外的電源路徑組件。與傳統(tǒng)的肖特基二極管方法相比，這有幾個優(yōu)點(diǎn)，在肖特基二極管方法中，分立器件用于完成此任務(wù)：

典型的 40V、2A 肖特基二極管在全電流下正向壓降至少為 500mV。這種壓降增加了所需的工作裕量，使得無法從接近穩(wěn)壓軌電壓的輸入電壓源運(yùn)行，從而減少了電池放電曲線的可用部分。對于一個 3.3V 輸出，圖 5 示出了使用 LTC3126 而不是肖特基-OR后接降壓轉(zhuǎn)換器所消除的典型額外裕量電壓。

肖特基正向壓降也會導(dǎo)致顯著的效率損失。在滿負(fù)載時，這可能導(dǎo)致1 W的額外功率損耗，這意味著整體功率轉(zhuǎn)換效率降低4%至5%，如圖6所示。LTC3126 消除了這種功率損耗。

分立式肖特基方法存在高漏電流進(jìn)入未使用的輸入端。一個典型的 40V、2.5A 肖特基器件在 25°C 時可能具有 500μA 的漏電流，在 100°C 時增加到數(shù)十毫安 — 進(jìn)入未使用輸入的大量電流 — 使用 LTC3126 幾乎消除了這種情況。

圖4.LTC3126 的電源開關(guān)拓?fù)涮峁┝俗罴训男屎妥钚〉慕鉀Q方案尺寸，因?yàn)榻祲盒娃D(zhuǎn)換器能夠直接采用任一輸入 V 工作合1或 VHNS，無需額外的電源路徑組件。

圖5.LTC3126 的無損 PowerPath 設(shè)計(jì)允許在操作時降低輸入電壓，同時保持一個 3.3V 輸出的穩(wěn)壓。

圖6.LTC3126 的無損 PowerPath 設(shè)計(jì)可顯著提高效率。

優(yōu)先通道模式

在許多雙電源應(yīng)用中，兩個輸入可能在功能電壓范圍內(nèi)重疊，需要盡可能優(yōu)先使用一個輸入，因此不希望采用二極管OR解決方案（以更高的電壓為準(zhǔn)）。例如，由12V密封鉛酸電池和汽車電源軌供電的設(shè)備通常設(shè)計(jì)為在汽車輸入存在時由汽車輸入工作，以延長電池壽命。

這需要比肖特基二極管更復(fù)雜的電源路徑解決方案，需要使用專用的PowerPath控制器IC和MOSFET開關(guān)。圖 7 顯示，LTC3126 及其引腳可選的優(yōu)先通道模式將此功能與開關(guān)轉(zhuǎn)換器集成在一起，從而免除了在電源路徑中增設(shè)串聯(lián) MOSFET 開關(guān) （和控制器） 的需要。這項(xiàng)創(chuàng)新簡化了設(shè)計(jì)，降低了電路板面積要求，提高了效率，并最大限度地降低了功率級的總靜態(tài)電流。

圖7.在優(yōu)先通道模式中，LTC3126 優(yōu)先采用 V 操作合1只要有效，輸入，并從 V 恢復(fù)為操作合2僅當(dāng)電壓對V時合1無效。LTC3126 將 PowerPath 選擇電路與降壓型轉(zhuǎn)換器 IC 相結(jié)合，可實(shí)現(xiàn)更高的效率和更低的靜態(tài)電流，以及更小、更簡單的設(shè)計(jì)。

在優(yōu)先通道模式下，LTC3126 的每個輸入都具有一個用戶可配置的最小電壓門限，超過該門限，通道被視為有效。內(nèi)部降壓轉(zhuǎn)換器直接從優(yōu)先通道 V 工作合1，無論次級輸入端存在何種電壓，只要它有效。

降壓轉(zhuǎn)換器僅從次級通道 V 恢復(fù)工作狀態(tài)合2，當(dāng)優(yōu)先級通道無效時。

輸入之間的單開關(guān)周期轉(zhuǎn)換

使用外部 MOSFET 的 PowerPath 控制器通常需要大量時間在通道之間切換，以避免快速開關(guān)事件引起的瞬變。當(dāng)通道關(guān)閉時，控制器必須足夠慢地關(guān)閉，以避免快速中斷輸入電流。同樣，當(dāng)某個通道被激活時，PowerPath控制器必須軟啟動該通道的外部MOSFET。

為避免在拔出輸入時負(fù)載電源中斷，必須存在一個大的保持或儲能電容器，以提供足夠的電荷來支持負(fù)載，直到電源路徑完全轉(zhuǎn)換到備用輸入。所需的大阻值電容器以及必須額定在任一輸入的最大電壓這一事實(shí)通常導(dǎo)致它成為系統(tǒng)中最大的組件。

相比之下，LTC3126 中開關(guān)的專有配置允許其在單個開關(guān)周期內(nèi)從一個輸入轉(zhuǎn)換到另一個輸入。圖 8 示出了 LTC3126 從 13.8V 輸入轉(zhuǎn)換 V 時產(chǎn)生的單周期切換期間的開關(guān)引腳、輸出電壓和電感電流波形合1至 V 上的 24V 輸入合2.這種近乎瞬時的切換最大限度地減少了被拔出的通道上所需的保持電容量，并減少了輸出電壓的任何干擾。在這種情況下，通道轉(zhuǎn)換期間的輸出電壓擾動低于40mV，約為3.3V輸出的1%。

圖8.LTC3126 在輸入通道之間的單周期轉(zhuǎn)換降低了保持電容要求并最大限度地減小了輸出電壓擾動。

2μA 總靜態(tài)電流

可編程PowerPath控制器使用電阻分壓器為每個輸入通道設(shè)置有效閾值電壓，如圖10所示。分壓器輸出通過比較器與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。

由于擔(dān)心PCB泄漏，大多數(shù)應(yīng)用中的最高可用電阻值約為1M，因此即使器件處于關(guān)斷狀態(tài)，也會從輸入軌通過電阻分壓器消耗明顯的電流。對于 24V 輸入，每個輸入通道的電流很容易達(dá)到 19μA。

此外，在許多高可靠性應(yīng)用中，例如汽車環(huán)境，最大允許電阻值限制為100k。這可能導(dǎo)致僅電阻分壓器每個輸入通道消耗超過100μA的電流。

為了最大限度地減小閾值設(shè)置電阻分壓器中的輸入電流損耗，LTC3126 采用圖 9 所示的新穎架構(gòu)為每個通道建立最小輸入電壓門限。五世裁判輸出在內(nèi)部調(diào)節(jié)至一個精確的、溫度穩(wěn)定的1.00V，并用作外部電阻分壓器的基準(zhǔn)，用于設(shè)置每個輸入通道的欠壓鎖定閾值。

圖9.LTC3126 采用一種新穎的方法來建立 UVLO 門限，該門限通過免除連接至輸入電壓源的電阻分壓器的需要而最大限度地減小靜態(tài)電流。

圖 10.用于定義 PowerPath 器件的 UVLO 閾值的傳統(tǒng)方法利用了 V 中的大量靜態(tài)電流在-連接的電阻分壓器。

每個 UVLO 閾值等于相應(yīng) V 處電壓的 20 倍設(shè)置針。例如，對 V 進(jìn)行編程座1引腳至 0.5V 導(dǎo)致 UV LO 門限為 10V（對于 V合1渠道。由于每個分壓器兩端的電壓僅為1V，而不是全輸入電壓，因此靜態(tài)電流降低了一個數(shù)量級以上。當(dāng)采用一個 24V 輸入工作時，該特性與低靜態(tài)電流突發(fā)模式操作相結(jié)合，可將 LTC3126 的總靜態(tài)電流減小至 ~2μA，同時在輸出軌上保持調(diào)節(jié)。即使使用低于100k的電阻值，典型靜態(tài)電流仍低于10μA。?

	LTC3126	LTC3118
模式	麚	降壓-升壓
可編程輸入 UVLO 閾值
理想二極管或優(yōu)先級 V在 選擇模式
輸入范圍	2.4V 至 42V	2.2V 至 18V
輸出范圍	0.818V 至 V在	2V 至 18V
輸出電流能力	2.5安培	5V/2A 用于 V在> 6V
工作頻率	200kHz 至 2.2MHz	1.2兆赫
靜態(tài)電流	突發(fā)模式操作時為 2μA，停機(jī)模式時為 1μA	突發(fā)模式操作時為 50μA，停機(jī)模式中為 2μA
包	28 引腳 4 毫米 × 5 毫米 QFN 和 28 引腳 TSSOP	4 毫米× 5 毫米 24 引腳 QFN 或 28 引腳 TSSOP

五世裁判輸出還可用作系統(tǒng)中其他比較器或數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的溫度穩(wěn)定基準(zhǔn)，從而進(jìn)一步降低IC要求。

輻射發(fā)射低于 CISPR 25 5 類限制

CISPR 25提供了一種測試汽車電子設(shè)備的標(biāo)準(zhǔn)化方法，以確保電氣子系統(tǒng)不會干擾常見的RF接收器，包括衛(wèi)星導(dǎo)航，藍(lán)牙，蜂窩電話和廣播接收器。由于車輛中電氣子系統(tǒng)的數(shù)量不斷增加，射頻接收器的數(shù)量不斷增加，因此此類系統(tǒng)的制造商越來越關(guān)注由于意外發(fā)射而對車輛的干擾。

開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器可能特別關(guān)注輻射發(fā)射，因?yàn)樗鼈兙哂懈吖β?、快速開關(guān)邊沿以及存在許多承載開關(guān)大振幅電流的組件，這些都可能成為麻煩輻射源。LTC3126 采用專有技術(shù)在不降低效率或降低工作頻率的情況下最大限度地減小輻射發(fā)射。

憑借其低噪聲固定頻率操作，LTC3126 的輻射發(fā)射遠(yuǎn)低于 CISPR 25 5 類限值，如圖 2 所示。此處所示的 CISPR 25 5 類一致性測試是在國家認(rèn)可的獨(dú)立 EMI 測試實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行的，該實(shí)驗(yàn)室使用標(biāo)準(zhǔn) LTC3126 演示印刷電路板進(jìn)行測量，該電路板工作在 0.5A 和 1A 負(fù)載下，采用 12V 輸入。圖2所示的兩條輻射發(fā)射曲線用于接收天線的水平和垂直極化，符合CISPR 25規(guī)范的要求。盡管CISPR 25規(guī)范規(guī)定了150kHz至1Ghz頻率范圍內(nèi)的輻射發(fā)射，但圖2中的數(shù)據(jù)繪制在30MHz至1GHz范圍內(nèi)的線性軸上。這通常是最感興趣的范圍，因?yàn)榈陀?0MHz的較低頻率發(fā)射比該頻段的CISPR限值低30dBμV/m以上。

“最后一口氣”備用電源

在許多系統(tǒng)中，“最后喘息”的備用電源功能正在成為一項(xiàng)要求，在這些系統(tǒng)中，功能必須在斷電后短暫保持，以便執(zhí)行受控關(guān)斷，將重要信息存儲到非易失性存儲器或提醒其他系統(tǒng)即將關(guān)斷。固態(tài)磁盤驅(qū)動器，也許是最引人注目的例子，利用備用電源在電源故障時將SDRAM中的緩存數(shù)據(jù)存儲到非易失性閃存中，以防止數(shù)據(jù)丟失。然而，這種最后喘息的功能現(xiàn)在正擴(kuò)展到從工業(yè)控制器到醫(yī)療設(shè)備的各種系統(tǒng)。

越來越多的這些最后喘息電源依靠超級電容器作為備用電源，因?yàn)樗鼈儙缀鯚o限的循環(huán)壽命和免維護(hù)運(yùn)行。圖 11 示出了在主電源被移除時使用 LTC3126 將無毛刺轉(zhuǎn)換到備用電源的最后喘息電源電路?；?PNP 的 LDO 用于將超級電容器充電至 5V，并提供反向阻斷，以確保在主電源崩潰時超級電容器沒有放電路徑。在本例中，LTC3126 配置為利用低至 10V 的 UVLO 門限的初級 12V 輸入，此時該器件自動轉(zhuǎn)換至次級輸入上的超級電容器電源。

圖 11.LTC3126 與一個反向阻斷 LDO 結(jié)合使用，以提供一個完整的最后喘息超級電容器后備電源。

輸出軌的保持時間取決于超級電容器的充電電壓V帽，輸出軌電壓，V外、負(fù)載電流、I負(fù)荷、超級電容器的大小C和轉(zhuǎn)換器的平均效率η。變量 V最低是維持所需輸出軌電壓所需的最小輸入電壓。如果輸出必須保持穩(wěn)壓，則 V最低等于輸出軌電壓加上降壓轉(zhuǎn)換器在所需負(fù)載電流下的壓差。

對于3.3V電源軌上的1A輸出負(fù)載，壓差約為300mV。因此，需要3.6V的最小輸入電壓來維持輸出軌的調(diào)節(jié)。假設(shè)平均效率為90%，估計(jì)保持時間為1.6s，這與圖12所示測得的保持時間為1.5s非常吻合。

圖 12.LTC3126 與一個 1F、5.5V 超級電容器配合使用，可在電源故障時提供一個 1.5 秒的保持時間，以對抗一個 1A 負(fù)載的 3.3V 輸出軌。此時，當(dāng)器件進(jìn)入壓差操作時，輸出會正常下降。

高效同步操作

LTC3126 集成了一個內(nèi)部同步整流器，從而降低了功耗、提高了效率并最大限度地減小了解決方案尺寸。當(dāng)在較低輸出電壓下工作時，同步整流特別有益，其中外部肖特基二極管的壓降占輸出電壓的很大一部分。引腳可選的突發(fā)模式操作優(yōu)化了輕負(fù)載下的效率，如圖13所示。該轉(zhuǎn)換器在 1mA 至 2.5A 的整個負(fù)載電流范圍內(nèi)保持超過 87% 的效率。

圖 13.在突發(fā)模式操作中，在 1mA 至 2.5A 的寬負(fù)載電流范圍內(nèi)，效率超過 87%。

高效率簡化了熱管理，最大限度地減少了元件數(shù)量并緩解了設(shè)計(jì)問題。圖 14 顯示，即使在滿負(fù)載條件下具有非常高的降壓比，LTC3126 芯片溫度也僅升高 36°C。

圖 14.使用 V 操作在= 12V， V外在2MHz開關(guān)頻率下= 3.3V，在2.5A的全額定負(fù)載電流下，芯片溫升僅比環(huán)境溫度高36°C。

開關(guān)頻率可設(shè)置為高達(dá) 2.2MHz，以消除噪聲敏感型汽車應(yīng)用的 AM 頻段內(nèi)的干擾，并且開關(guān)可同步至外部提供的時鐘以進(jìn)一步降低噪聲。當(dāng)輸入電壓減小到編程輸出電壓時，LTC3126 通過保持高端接通多個周期來維持穩(wěn)壓。這產(chǎn)生了超過99%的有效高端開關(guān)占空比，對于1A負(fù)載，壓差降至280mV，從而擴(kuò)展了可用輸入電壓范圍，以最大限度地利用電池放電范圍。

總結(jié)

LTC?3126 是一款雙輸入、單 IC 解決方案，用于高效率、緊湊的電源。由于無損 PowerPath 功能集成在降壓型轉(zhuǎn)換器中，因此 LTC3126 實(shí)現(xiàn)了無與倫比的效率、應(yīng)用尺寸和低靜態(tài)電流。其 2.4V 至 42V 的寬輸入電壓范圍支持多種電源，包括汽車、大多數(shù)電池化學(xué)成分、多節(jié)電池組、USB 和穩(wěn)壓不良的墻上適配器。

LTC3126 在停機(jī)模式操作期間具有 1μA 的低電流，在突發(fā)模式操作中具有 2μA 電流，這使得 LTC3126 非常適合于電池供電型應(yīng)用，在這些應(yīng)用中，低電流消耗使其能夠保持連續(xù)使能狀態(tài)，從而避免了一個監(jiān)控電路用于上電 / 關(guān)斷電源的開銷。LTC3126 非常適合高性能移動設(shè)備、不間斷電源和由雙輸入電源供電的工業(yè)測試設(shè)備。

審核編輯：郭婷