如何設計具有次級側同步整流的無光耦反激式轉換器

本應用筆記解釋了使用MAX17690和MAX17606設計具有副邊同步整流的無光耦反激式轉換器，以實現(xiàn)高效率和更好的熱管理。

介紹

在中低功率應用中使用反激式轉換器是首選的設計選擇，因為反激式轉換器簡單且成本低。然而，在隔離應用中，使用光耦合器或輔助繞組進行跨越隔離邊界的電壓反饋會增加元件數(shù)量和設計復雜性。MAX17690為無光反激式控制器，無需光耦合器或輔助繞組，在線路、負載和溫度變化范圍內實現(xiàn)±5%的輸出電壓調節(jié)。

在低輸出電壓和高輸出電流應用中，反激式轉換器副邊的二極管會消耗大量功率;這種功率損耗會降低轉換器的效率。MAX17606為副邊同步MOSFET驅動器，有助于用MOSFET代替次級二極管。這提高了效率并簡化了熱管理。

本應用筆記提供了設計MAX17690 + MAX17606同步反激式設計不同元件的分步步驟。

設計示例

選擇以下規(guī)格來演示MAX17690和基于MAX17606的反激式轉換器的設計計算。圖1顯示了該應用的典型應用電路。

圖1.應用電路。

表 1.設計規(guī)格

輸入電壓范圍	18V 至 36V
輸出電壓	5V
最大負載電流	1一
穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波	輸出電壓的1%

占空比的選擇

使用 V英敏和 V最大根據以下公式中選定的規(guī)格計算最大占空比，D.max.

哪里：

V以分鐘為單位是以伏特為單位的最小輸入電壓。

V最大輸入是以伏特為單位的最大輸入電壓。

D.max是最大工作占空比。如果計算的占空比> 0.65，則選擇 D.max為 0.65p.u。

開關頻率選擇

使用以下公式計算最大可能的開關頻率f西 南部.

對于本應用，開關頻率選擇為150kHz。R型室溫針對所選 f 計算西 南部.

Ω

Ω

選擇33.2kΩ的標準電阻。

變壓器磁化電感和匝數(shù)比

MAX17690和MAX17606專為工作在非連續(xù)導通模式（DCM）或邊界導通模式（BCM）的隔離式反激式轉換器而設計。使用以下公式選擇變壓器磁化電感（L馬格） 用于 DCM 操作。

對于本設計L馬格選擇為46.4uH，允許公差在L上馬格為 ±10%。對于選定的 f西 南部和 L馬格，重新計算 D.max使用以下公式：

=0.5p.u

MAX17606設置關斷跳變點，并決定次級MOSFET關斷的時刻。由于關斷點的變化，次級MOSFET導通時間會發(fā)生變化。為了保證轉換器的DCM工作，以適應關斷閾值、磁化電感（±10%）和開關頻率（±6%）的變化，請根據以下公式選擇匝數(shù)比（K）：

=0.177

對于本設計，K被選擇為0.18±1%。

電流檢測電阻的選擇

對于選定的 L馬格和 f西 南部，初級峰值電流使用以下公式計算：

=1.28A

峰值限流比較器的閾值電壓設定為100mV （典型值）和90mV （最小值）。L的預期公差為±10%馬格和 ±6% 在 f 上西 南部，為了在所有工作條件下提供滿載功率，請使用下面給出的公式計算檢流電阻（R.CS） 值。

= 62.5mΩ

選擇62.5mΩ ±1%的標準電阻。

EN/UVLO 和 OVI 電阻分壓器的選擇

可以選擇電阻分壓器的值，以使EN/UVLO引腳電壓在所需的輸入總線電壓（V）下超過1.215V （典型值）導通門限開始).相同的電阻分壓器可以用一個額外的電阻器（R奧維） 以實現(xiàn)輸入過壓（V奧維） 保護以及 EN/UVLO 功能，如圖 1 所示。當OVI引腳上的電壓超過1.215V （典型值）時，器件停止開關。R的預選值為10kΩ奧維:

對于本申請V開始和 V奧維選擇為17.5V和36.2V。

選擇280kΩ的標準電阻。

R 的選擇TC電阻器

由于在此設計中，次級MOSFET始終編程為在輸出電壓的采樣時刻導通，因此無需補償初級二極管的正向電壓溫度系數(shù)。有關如何選擇 R 的詳細信息TC電阻 對于其它應用，請參考MAX17690 IC數(shù)據資料。

R 的選擇在/ 1FB和 R設置電阻器

R型在/ 1FB和 R設置電阻器對輸出電壓和采樣時刻進行編程，以便對輸出電壓進行適當?shù)牟蓸?。使用以下公式計算這些值：

，

以及

使用標準電阻 274kΩ 和 3.74kΩ 的組合來滿足所需的 RFB值為 277.7kΩ。

= 166.6kΩ

為此應用選擇165kΩ的標準電阻。
實際上，由于變壓器二次漏感兩端的壓降，測得的輸出電壓可能會偏離目標輸出電壓。使用以下公式將輸出電壓重新調整到所需值：

軟啟動電容器選擇

對于所需的軟啟動時間（t黨衛(wèi)軍= 10ms），SS電容器的選擇使用以下方法：

= 50nF

本設計選用的軟啟動電容為47nF。

R 的選擇氯乙烯單體電阻器

VCM引腳和SGND之間連接的電阻用于在工作范圍內調節(jié)內部電路的共模電壓。請按照以下步驟選擇 R氯乙烯單體正常工作的電阻值。

計算內部比例因子：

從下表中，選擇相對于步驟 1 中計算的 Kc 具有相等或更高值的行。為當前設計選擇 Kc = 160 的行。

從相應行中選擇電阻值作為R氯乙烯單體（R氯乙烯單體=124kΩ）。

初級場效應管選擇

MOSFET 選擇標準包括最大漏極電壓、初級峰值/RMS 電流、導通狀態(tài)電阻 （RDS（ON））、總柵極電荷（QG）、寄生電容（C開放源碼軟件），以及不超過結溫限值的封裝最大允許功耗。MOSFET 漏極看到的電壓是輸入電壓、變壓器初級端上反射的次級電壓和漏感尖峰的總和。MOSFET 的絕對最大值 VDS額定值必須高于最壞情況下的漏極電壓。

“RCD 和 RC 緩沖電路”部分介紹了將漏源電壓限制在 V 的緩沖器元件的選擇DSmax在上式中選擇的值。

MOSFET 中的 RMS 電流可以使用以下公式計算：

在本應用中，F(xiàn)DMS86252器件被選為初級MOSFET以實現(xiàn)高效率。摘自 MOSFET 數(shù)據表 RDS（ON）值，MOSFET中的傳導損耗可以使用以下公式計算：

對于選定的MOSFET，下面的公式給出了另一個損耗分量，即開關損耗。

根據 MOSFET 數(shù)據手冊，C開放源碼軟件在 100V 時為 60pF。

=50毫瓦

使用下式驗證MOSFET的最大結溫對于計算出的損耗非常重要。

其中 TA 是環(huán)境溫度，R千（日本）是從結到環(huán)境的MOSFET熱阻，以及PMOSFET是MOSFET的總損耗。

在這種高效設計中，對于選定的MOSFET，總損耗只占輸出功率的很小一部分，其結溫在限制范圍內。

使用以下公式計算所選MOSFET的IC驅動器損耗：

次級場效應管選擇

MOSFET漏極看到的電壓是輸出電壓和變壓器次級上反射輸入電壓的總和。確保最大次級 VDS當初級MOSFET導通時，電壓小于60V。MOSFET 的絕對最大值 VDS額定值必須高于最壞情況下的漏極電壓。

對于次級MOSFET，RMS電流公式如下：

為了MAX17690 + MAX17606設計在整個工作條件下穩(wěn)定工作，建議選擇RDS（ON）次級 MOSFET 使得當峰值次級電流流過 MOSFET 時，MOSFET 兩端的電壓（在室溫下）大于 100mV。

在本申請中，選擇STL51N3LLH5作為次級MOSFET。

次級MOSFET中的損耗可以使用初級MOSFET選擇部分中提供的損耗方程計算，并且可以驗證最大結溫是否在限值范圍內。

RCD 和 RC 緩沖電路

理想情況下，在 MOSFET 關斷期間，初級外部 MOSFET 會經歷一個漏源電壓應力，該應力等于初級繞組兩端的輸入電壓和反射電壓之和。實際上，電路中的寄生電感和電容器（例如反激式變壓器的漏感）除了理想預期的電壓應力外，還會導致電壓過沖和振鈴。緩沖電路用于將電壓過沖限制在外部 MOSFET 額定電壓范圍內的安全水平。典型的RCD緩沖電路和相關波形如圖

2

和

圖3

所示。

使用以下公式計算緩沖器分量：

哪里

緩沖二極管的額定電壓為：

RC元件值選擇為60.4kΩ，2.2nF。

圖2.帶 RCD 箝位的波形。


圖3.RC 和 RCD 箝位電路。

RCD箝位僅限制初級MOSFET上的最大電壓應力，但漏極節(jié)點上Llk和Cpar相互作用引起的振鈴不會受到阻尼。由于MAX17690使用漏極電壓信息對輸出電壓進行采樣，因此在NDRV下降后350ns內抑制振鈴非常重要。在這種振鈴占主導地位的設計中，放置在變壓器初級繞組上的RC緩沖器可以抑制這種振鈴。使用以下步驟設計有效的 RC 緩沖器：

從漏極節(jié)點電壓測量振鈴時間段。

添加從 100pF 開始的測試電容，直到振鈴的時間段為 1.5 至 2 x t1.對于增加的電容CD，測量新的振鈴時間段：

使用以下公式計算漏極節(jié)點電容：

使用以下公式計算漏感：

現(xiàn)在，使用以下公式計算 RC 緩沖器值：

R型c和 Cc選擇的值為 47Ω 和 220pF。

RTOFF 電阻器的選擇

MAX17606 IC數(shù)據資料解釋了R的詳細信息托夫要求和選擇。對于新設計，假設所需的最小消隱時間為1.5μs。R 的值托夫對應的消隱時間為145kΩ。大多數(shù)設計可以選擇147kΩ的標準電阻，以檢查振鈴時間并確定R的實際值托夫.

基于實際振鈴時間（tR）在

圖4

所示的次級MOSFET漏極節(jié)點上，新值為R托夫可以使用以下公式進行選擇：

，其中 R托夫以 kΩ 和 t 為單位R在 NS 中。

圖4.同步 MOSFET 導通期間的次級波形。

R 的選擇DRN電阻器

MOSFET漏極節(jié)點和MAX17606的DRN引腳之間連接電阻決定次級MOSFET關斷時刻。使用

圖5

所示的等效電路可以得出以下公式，該電路描述了MOSFET和MAX17606相關元件的各種參數(shù)。

哪里：

L流浪是MOSFET封裝的引線電感（各種封裝的引線電感見表2）。

V旅行： V旅行對于f ，應選擇為 0mV（對應于零次級電流瞬時）西 南部= 100kHz 和 -6mV 對于 f西 南部> 100kHz。這確保了基于MAX17690 + MAX17606的設計的正確輸出電壓采樣和穩(wěn)定工作。

圖5.MAX17606的等效電路

表 2.不同 MOSFET 封裝的雜散電感

S.No	包	雜散電感 （nH）
1	東風	0.5
2	NL	1.8
3	SO-8， 動力包?	1.8
4	德帕克	2.7
5	D2PAK	5.2

在實際應用中，由于比較器電路的延遲和MOSFET關斷時間（t關閉，在 MOSFET 數(shù)據手冊中給出），RDRN上面給出的公式不能預測確切的關斷時刻。下面給出的公式包括這些延遲，并確定關斷時刻：

哪里：

， t延遲可以使用表3計算。

表 3.MAX17606關斷延遲

S.No	（毫伏/μ秒）	t延遲（新秒）
1	100.00	41
2	66.67	45
3	44.44	47
4	29.63	53
5	19.75	56
6	13.17	63
7	8.78	65
8	5.85	80

對于本設計：

毫伏

= 2.47kΩ

選擇2.49kΩ的標準電阻作為DRN電阻。

短路保護

MAX17690提供打嗝方案，在輸出短路條件下保護和降低電路功耗。出現(xiàn)失控電流限值或輸出電壓低于調節(jié)電壓的70%時，將觸發(fā)打嗝模式，通過立即暫停開關16，384個時鐘周期來保護轉換器。失控限流比較器的閾值電壓設定為120mV （典型值）。

最小負載要求

MAX17690采樣初級MOSFET關斷時輸出電壓反饋，并將“導通時間”期間存儲的能量輸送至次級。因此，必須切換外部MOSFET以對反射輸出電壓進行采樣。由于默認開關，在空載條件下向輸出電容器輸送的能量最小。通過連接固定電阻器，可以在輸出端輕松提供這種小的最小負載。在沒有最小負載或小于“最小負載”的負載的情況下，輸出電壓上升到更高的值。為了保護這種情況，可以在輸出端安裝一個具有適當擊穿電壓額定值的齊納二極管。應注意確保齊納擊穿電壓在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)條件下均在輸出電壓包絡之外。

在理想的電路工作條件下，MAX17690設計用于調節(jié)輸出電壓，輸出端為滿載額定電流的1%。對于非理想性，在大多數(shù)設計中，調節(jié)輸出電壓所需的電流小于滿載額定電流的2%。

注：更多信息請參考MAX17690 IC數(shù)據資料。

齊納和串聯(lián)電阻選擇

如果預加載不可接受，齊納擊穿比輸出電壓高 10% 至 15% 的齊納二極管可以作為最小負載。對于5V輸出電壓，齊納擊穿（V齊納BR） 被選為 5.6V。齊納二極管在空載時的最大功耗計算公式為：

我在哪里最小加載是所需的最小負載。

在本設計中，滿載電流的2%為20mA。

本設計選用5.6V、0.5W MMSZ5232B齊納。與齊納串聯(lián)的電阻是根據齊納擊穿電壓和所需的空載輸出電壓計算的。

對于本設計，絕對空載時的輸出電壓設定為6V。

選擇22Ω的標準電阻。

該電阻的功耗由下式給出：

輸入電容選擇

對于 DC-DC 應用，X7R 陶瓷電容器因其穩(wěn)定性以及在整個溫度范圍內的低有效串聯(lián)電阻 （ESR） 和有效串聯(lián)電感 （ESL） 而成為首選。輸入電容的最小值表示為：

考慮到最小電源電壓上的紋波為2%，輸入電容為：

=3.3μF

考慮到直流偏置，本設計使用了兩個2.2μF、100V 1210電容器。

輸出電容器選擇

選擇輸出電容以將輸出電壓驟降限制在輸出電壓的3%，達到額定輸出電流的50%負載階躍，使用以下公式?；贛AX17690的轉換器的推薦帶寬介于西 南部/20和 f西 南部/40.對于本設計，帶寬選擇為7kHz。

從直流偏置特性來看，100μF、6.3V 1210 電容器在 5V 時可提供 43mF。因此，本設計選擇了兩個100μF、6.3V 1210電容器。

輸出電壓紋波由大容量電容和ESR（R紅沉降率） 的輸出電容。使用陶瓷電容器時，在大多數(shù)情況下可以忽略ESR紋波。對于高紋波電流鋁電容器，電容計算從最大可接受的紋波電壓開始，以及如何在ESR階躍和大容量電容提供的紋波之間劃分該紋波。

對于總紋波電壓的1%貢獻，輸出電容的ESR應為：

對于總紋波電壓的1%貢獻，大容量電容應為：

環(huán)路補償

環(huán)路補償值計算如下：

負載極

=

=740.1Hz

Rz= 4.39kΩ

選擇4.3kΩ的標準電阻。

選擇47nF的標準電容器。

=

= 493pF

選擇470pF的標準電容器。

注意：當輸出電容的ESR零點很大時，補償器極電容（Cp） 以取消 ESR 零點。

印刷電路板指南

仔細的PCB布局對于實現(xiàn)任何電源設計的穩(wěn)定運行都至關重要。請遵循以下準則以獲得良好的PCB布局：

保持承載脈沖電流的路徑的環(huán)路面積盡可能小。在反激式設計中，由 V 創(chuàng)建的環(huán)路在旁路電容、變壓器初級繞組、MOSFET 開關和檢測電阻至關重要。同樣，MOSFET柵極從INTVC電容到MOSFET和檢測電阻的源極切換的高頻電流路徑也至關重要。

INTVCC旁路電容應直接連接在MAX17690的INTVCC和PGND引腳上。

應在 V 兩端連接一個旁路電容器在和SGND引腳，應放置在MAX17690附近。

IC的裸焊盤應直接連接到MAX17690的SGND引腳。裸露焊盤還應通過裸露焊盤下方的熱通孔連接到其他層中的SGND平面，以便熱量流向大的“信號接地”（SGND）平面。

R型FB電阻走線長度應盡可能小。

來自INTVCC 電容器和 SGND 平面的 PGND 連接應星形連接在檢流電阻的負端。

正確檢測次級MOSFET兩端的漏源電壓對于MAX17606至關重要。R型DRN應將開爾文連接到同步MOSFET的漏極。MOSFET的源極引腳也應與MAX17606 GND引腳開爾文連接。

連接 R托夫電阻直接在TOFF引腳和MAX17606 GND引腳之間。返回路徑不應連接到接地層。

審核編輯：郭婷