RF收發(fā)器可在數(shù)字波束成形相控陣中實(shí)現(xiàn)強(qiáng)制雜散去相關(guān)

作者：Peter Delos and Mark Robertson

在大型數(shù)字波束成形天線中，通過組合來自分布式波形發(fā)生器和接收器的信號的波束成形過程來提高動態(tài)范圍是非?？扇〉?。如果相關(guān)的誤差項(xiàng)不相關(guān)，則可以在噪聲和雜散性能方面獲得10logN的動態(tài)范圍改進(jìn)。在這種情況下，N 是波形發(fā)生器或接收器通道的數(shù)量。噪聲本質(zhì)上是一個非常隨機(jī)的過程，因此非常適合跟蹤相關(guān)和不相關(guān)的噪聲源。然而，雜散信號使得如何強(qiáng)制雜散不相關(guān)變得不那么明顯。因此，任何能夠強(qiáng)制雜散信號不相關(guān)的設(shè)計(jì)方法對于相控陣系統(tǒng)架構(gòu)都是有價(jià)值的。

在本文中，我們回顧了以前發(fā)表的一種技術(shù)，該技術(shù)通過偏移LO頻率并對這種偏移進(jìn)行數(shù)字補(bǔ)償來強(qiáng)制雜散信號不相關(guān)。然后，我們將展示ADI公司最新的收發(fā)器產(chǎn)品ADRV9009如何內(nèi)置支持此功能的功能。然后，我們以演示該技術(shù)結(jié)果的測量數(shù)據(jù)得出結(jié)論。

已知的雜散去相關(guān)方法

在相控陣中強(qiáng)制雜散去相關(guān)的各種方法已經(jīng)為人所知。我們最早的出版物可以追溯到2002年，1其中描述了確保接收器雜散不相關(guān)的通用方法。在該方法中，信號首先以已知的方式從接收器到接收器進(jìn)行修改。然后信號被接收器的非線性分量失真。在接收器輸出端，接收器中先前引入的修改是反轉(zhuǎn)的。預(yù)期的信號變得相干或相關(guān)，但扭曲的項(xiàng)不會恢復(fù)。在他們的測試中實(shí)施的修改方法是將每個本地振蕩器（LO）頻率合成器設(shè)置為不同的頻率，然后通過在數(shù)字處理中對數(shù)控振蕩器（NCO）進(jìn)行數(shù)字調(diào)諧來校正修改。還發(fā)布了其他幾種方法。

多年后，隨著全收發(fā)器子系統(tǒng)在單片硅片中的高級集成，收發(fā)器產(chǎn)品中的嵌入式可編程功能可實(shí)現(xiàn)文章“數(shù)字相控陣中非線性失真的相關(guān)性：測量和緩解”中描述的雜散去相關(guān)方法。1

收發(fā)器特性可實(shí)現(xiàn)雜散去相關(guān)

ADI收發(fā)器ADRV9009的功能框圖如圖1所示。

圖1.ADRV9009功能框圖

每個波形發(fā)生器或接收器都采用直接變頻架構(gòu)實(shí)現(xiàn)。Daniel Rabinkin的文章“前端非線性失真和陣列波束成形”更詳細(xì)地討論了直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)。4LO頻率可以在每個IC上獨(dú)立編程。數(shù)字處理部分包括帶有NCO的數(shù)字上/下變頻，這些NCO也可以跨IC獨(dú)立編程。Peter Delos的文章“寬帶RF接收器架構(gòu)選項(xiàng)綜述”進(jìn)一步描述了數(shù)字下變頻。5

接下來，我們將演示一種在多個收發(fā)器之間強(qiáng)制虛假去相關(guān)的方法。首先，通過對板載鎖相環(huán)（PLL）進(jìn)行編程來偏移頻率。然后，將NCO頻率設(shè)置為對施加的LO頻率偏移進(jìn)行數(shù)字補(bǔ)償。通過調(diào)整收發(fā)器IC內(nèi)部的兩個特性，進(jìn)出收發(fā)器的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)不必在頻率上偏移，并且整個頻率轉(zhuǎn)換和雜散去相關(guān)內(nèi)置于收發(fā)器IC中。

波形發(fā)生器陣列的代表性框圖如圖2所示。在我們的描述中，我們將描述波形發(fā)生器的方法并顯示數(shù)據(jù)，但該方法同樣適用于接收器陣列。

圖2.通過對波形發(fā)生器陣列中的LO和NCO頻率進(jìn)行編程，強(qiáng)制將雜散不相關(guān)。

為了說明頻率概念，圖3顯示了來自直接變頻架構(gòu)的兩個發(fā)射信號的示例。這些情況顯示了RF位于LO高側(cè)的位置。在直接變頻架構(gòu)中，鏡像頻率和三次諧波出現(xiàn)在LO的另一側(cè)，顯示在LO頻率下方。當(dāng)各通道將LO頻率設(shè)置為相同頻率時，雜散頻率也處于相同頻率，如圖3a所示。圖3b顯示了LO2設(shè)置為比LO1更高的頻率的情況。數(shù)字NCO的偏移相等，使得RF信號實(shí)現(xiàn)相干增益。圖像和三次諧波失真產(chǎn)物處于不同的頻率，因此不相關(guān)。圖3c顯示了與圖3b相同的配置，但增加了RF載波的調(diào)制。

圖3.頻譜圖顯示了頻率中的雜散信號。顯示了三種情況：（a）兩個沒有雜散去相關(guān)的組合CW信號，（b）兩個具有強(qiáng)制雜散去相關(guān)的組合CW信號，以及（c）兩個具有強(qiáng)制雜散去相關(guān)的組合調(diào)制信號。

測量結(jié)果

組裝了一個基于收發(fā)器的8通道RF測試平臺，以評估用于相控陣應(yīng)用的收發(fā)器產(chǎn)品線。用于評估波形發(fā)生器的測試設(shè)置如圖4所示。對于此測試，相同的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)應(yīng)用于所有波形發(fā)生器。通過調(diào)整NCO相位來跨通道執(zhí)行校準(zhǔn)，以確保RF信號在8路合路器上同相并相干組合。

圖4.波形發(fā)生器雜散測試設(shè)置。

接下來，我們將展示測試數(shù)據(jù)，比較將雜散與LO和NCO都設(shè)置為相同頻率與當(dāng)LO和NCO頻率偏移時的雜散進(jìn)行比較。所使用的收發(fā)器在2通道器件內(nèi)共享一個LO（見圖1），因此對于8個RF通道，有四個不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發(fā)器NCO和LO均設(shè)置為相同的頻率。在這種情況下，鏡像產(chǎn)生的雜散信號、LO泄漏和三次諧波都處于同一頻率。圖5顯示了在頻譜分析儀上測量的各個發(fā)射輸出。圖 6 顯示了組合輸出。在這個特殊的測試中，鏡像的雜散和相對于載波的LO泄漏（以dBc為單位）測量顯示出改善，但第三次諧波沒有改善。在我們的測試中，我們發(fā)現(xiàn)三次諧波在通道間始終相關(guān)，鏡像頻率始終不相關(guān)，LO頻率根據(jù)啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中我們顯示了三次諧波的相干加法，鏡像頻率的非相干相干加法以及LO泄漏頻率的部分相干加法。

圖5.每個通道的波形發(fā)生器雜散，LO和NCO設(shè)置為相同的頻率。

圖6.LO和NCO設(shè)置為相同頻率的組合波形發(fā)生器雜散。請注意，在此配置中，三次諧波雜散沒有改善。

在圖7和圖8中，收發(fā)器LO均設(shè)置為不同的頻率，數(shù)字NCO在頻率和相位上進(jìn)行調(diào)整，使信號相干組合。在這種情況下，鏡像產(chǎn)生的雜散信號、LO泄漏和三次諧波被迫處于不同的頻率。圖7顯示了在頻譜分析儀上測量的各個發(fā)射輸出。圖 8 顯示了組合輸出。在該測試中，鏡像的雜散、LO泄漏和相對于載波的第三次諧波（以dBc為單位）開始擴(kuò)散到噪聲中，當(dāng)通道組合時，每個雜散都顯示出改善。

圖7.每個通道的波形發(fā)生器雜散，LO和NCO的頻率偏移。

圖8.組合波形發(fā)生器具有頻率偏移的LO和NCO雜散。請注意，在這種情況下，雜散的頻率是分散的，并且相對于單個通道SFDR有明顯的SFDR改進(jìn)。

當(dāng)組合非常少量的通道時，就像在這個測試中所做的那樣，雜散實(shí)際上顯示出其相對水平的20log（N）改進(jìn)。這是由于信號分量相干地組合并添加為20log（N），而雜散根本不組合。在實(shí)踐中，隨著大陣列和更多通道的組合，預(yù)計(jì)改進(jìn)將接近10log（N）。這有兩個原因。首先，由于大量信號被組合在一起，將雜散充分分散到可以孤立地考慮每個雜散是不切實(shí)際的。以1 MHz調(diào)制帶寬為例。如果規(guī)范規(guī)定在1 MHz帶寬內(nèi)測量雜散發(fā)射，則理想情況下，雜散將分散開來，使它們至少相距1 MHz。如果無法做到這一點(diǎn)，則每1 MHz的測量帶寬將包括多個雜散分量。由于它們將處于不同的頻率，因此它們將不相干地組合在一起，并且在每1 MHz帶寬中測量的雜散功率將增加為10log（N）。但是，沒有一個1 MHz的測量帶寬將包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散的N小于信號的N，盡管增量改進(jìn)將是10log（N），但一旦N足夠大，雜散密度足以在測量帶寬內(nèi)放置多個雜散，與沒有雜散信號去相關(guān)的系統(tǒng)相比，絕對改進(jìn)仍將優(yōu)于10log（N），也就是說， 它將在 10log（N） 和 20log（N） 分貝（或 dB）之間更好。其次，該測試是用CW信號完成的，但實(shí)際信號將被調(diào)制，這將導(dǎo)致它們擴(kuò)散，使得當(dāng)大量通道組合時無法實(shí)現(xiàn)非重疊雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關(guān)的，并在重疊區(qū)域中不相干地添加，如10log（N）。

特別值得一提的是，當(dāng)各通道將LO設(shè)置為相同頻率時，LO泄漏分量。LO泄漏是由于當(dāng)兩個信號分支相加時模擬調(diào)制器中的LO不完全消除所致。如果幅度和相位不平衡是隨機(jī)誤差，則剩余LO泄漏分量的相位也將是隨機(jī)的，當(dāng)許多不同收發(fā)器的LO泄漏相加時，即使它們處于完全相同的頻率，它們也會不相干地相加為10log（N）。調(diào)制器的圖像分量也應(yīng)如此，但不一定是調(diào)制器的三次諧波。由于少量通道相干組合，LO相位不太可能是完全隨機(jī)的，因此部分去相關(guān)的原因顯示在測量數(shù)據(jù)中。對于非常多的通道，LO相位在通道間接近更加隨機(jī)的條件，并且預(yù)計(jì)是一個不相關(guān)的附加條件。

結(jié)論

當(dāng)LO和NCO在頻率上偏移時，測得的SFDR結(jié)果清楚地表明產(chǎn)生的雜散都是在不同的頻率下，并且在組合過程中不相干，從而確保在通道組合時SFDR得到改善。LO和NCO頻率控制現(xiàn)在是ADI公司最新收發(fā)器產(chǎn)品中的可編程特性。結(jié)果表明，這一特性可以在相控陣應(yīng)用中得到利用，從而確保陣列級SFDR性能優(yōu)于單通道性能。

審核編輯：郭婷