保護和供電汽車電子系統(tǒng)，無開關(guān)噪聲效率高達99.9%

由于需要高可靠性，同時還要應(yīng)對相對不穩(wěn)定的電池電壓，因此為汽車電子系統(tǒng)供電可能具有挑戰(zhàn)性。與車輛電池接口的各種電氣和機械系統(tǒng)可能會導(dǎo)致標(biāo)稱12 V電源電壓的劇烈波動。實際上，12 V可以在–14 V至+35 V范圍內(nèi)長時間變化，并經(jīng)歷+150 V至–220 V的極端電壓尖峰。其中一些浪涌和瞬變來自日常使用，另一些則來自故障條件或人為錯誤。無論原因如何，它們在車輛電子系統(tǒng)中可能產(chǎn)生的損壞都難以診斷且修復(fù)成本高昂。

汽車制造商在上個世紀(jì)的經(jīng)驗導(dǎo)致了一系列已知會中斷操作并造成損壞的電氣條件和瞬變。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織 （ISO） 已將這些行業(yè)知識匯編成道路車輛的 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 規(guī)范。至少，汽車電子控制單元（ECU）的電源應(yīng)經(jīng)受住這些條件而不會損壞。對于關(guān)鍵系統(tǒng)，必須保持功能和公差。這要求電源通過瞬態(tài)調(diào)節(jié)輸出電壓，以保持ECU運行。理想情況下，完整的電源解決方案可避免使用保險絲，最大限度地降低功耗，并具有低靜態(tài)電流，可在不耗盡電池的情況下支持始終開啟的系統(tǒng)。

ISO 16750-2 汽車電子系統(tǒng)條件

ADI公司有幾本出版物詳細介紹了ISO 7637-2和ISO 16750-2規(guī)范，以及如何使用LTspice對其進行仿真。?1,2,3,4

在最新版本中，ISO 7637-2 電磁兼容性規(guī)范側(cè)重于來自相對高阻抗源（2 Ω 至 50 Ω）的高振幅 （>100 V）、短持續(xù)時間（150 ns 至 2 ms） 瞬態(tài)。這些電壓尖峰通?？梢酝ㄟ^無源元件來緩解。圖1顯示了定義的ISO 7637-2脈沖1，并增加了一個330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降至–16 V，完全在電池反向保護電路的范圍內(nèi)。ISO 7367-2 脈沖 2a、3a 和 3b 的能量明顯低于脈沖 1，并且需要的抑制電容更少。

圖1.ISO 7637-2：帶或不帶 330 μF 旁路電容器的脈沖 1。

ISO 16750-2側(cè)重于來自低阻抗源的持續(xù)時間較長的脈沖。這些瞬變不容易濾除，經(jīng)常需要基于穩(wěn)壓器的有源解決方案。一些更具挑戰(zhàn)性的測試包括拋負(fù)載（測試4.6.4），反向電池條件（測試4.7），疊加交流電壓測試（測試4.4）和發(fā)動機啟動曲線（測試4.6.3）。圖2給出了這些測試脈沖的直觀概述。ISO 16750-2中提出的各種條件，以及ECU的電壓和電流要求，經(jīng)常需要多種方法的組合才能滿足所有這些要求。

圖2.一些更嚴(yán)格的ISO 16750-2測試概述。

負(fù)載突降

拋負(fù)載（ISO 16750-2：測試 4.6.4）是一種嚴(yán)重的過壓瞬變，它模擬交流發(fā)電機提供大量電流時的電池斷開。拋負(fù)載期間的峰值電壓分為抑制或非抑制，具體取決于三相交流發(fā)電機的輸出端是否使用雪崩二極管。抑制拋負(fù)載脈沖限制為35 V，而未抑制脈沖峰值范圍為79 V至101 V。無論哪種情況，由于交流發(fā)電機的定子繞組中存儲了大量磁能，因此可能需要長達 400 毫秒的時間才能恢復(fù)。雖然大多數(shù)汽車制造商使用雪崩二極管，但不斷增長的可靠性要求促使一些制造商要求ECU滿足接近未抑制情況下的峰值負(fù)載突降電壓。

面對拋負(fù)載的一種解決方案是增加一個瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）二極管，以本地箝位ECU電源。更緊湊、更嚴(yán)格的容差方法是使用有源浪涌抑制器，例如 LTC4364，它線性控制串聯(lián) N 溝道 MOSFET，以將最大輸出電壓箝位至用戶編程電平（例如 27 V）。浪涌抑制器增加了斷開輸出的能力，允許可編程電流限制和欠壓鎖定，并且在使用背靠背NFET時通常提供反向電池保護。

任何線性穩(wěn)壓功率器件（如浪涌抑制器）的問題是，在負(fù)載突降期間限制輸出電壓或在輸出短路時限制電流時，N 溝道 MOSFET 中可能會產(chǎn)生顯著的功率耗散。功率 MOSFET 的安全工作區(qū) （SOA） 限制最終限制了浪涌抑制器可能的最大電流。它還對在必須關(guān)斷 N 溝道 MOSFET 以避免損壞之前可以保持多長時間的調(diào)節(jié)設(shè)置了時間限制（通常使用可編程定時器引腳設(shè)置）。這些SOA施加的限制在更高的工作電壓下變得更加嚴(yán)重，使得浪涌抑制器在24 V和48 V系統(tǒng)中的使用更加棘手。

一種更具可擴展性的方法是使用能夠在42 V輸入下工作的降壓穩(wěn)壓器，例如LT8640S。開關(guān)穩(wěn)壓器沒有線性穩(wěn)壓器的MOSFET SOA限制，但它肯定更復(fù)雜。降壓穩(wěn)壓器的效率允許非常高的電流操作，其頂部開關(guān)允許輸出斷開和電流限制。對降壓穩(wěn)壓器靜態(tài)電流的擔(dān)憂已經(jīng)得到解決，最新一代的器件在空載條件下穩(wěn)壓時僅消耗幾微安的電流。靜音切換器技術(shù)和擴頻調(diào)頻技術(shù)也顯著改善了開關(guān)噪聲。?

此外，一些降壓穩(wěn)壓器能夠以100%占空比工作，使得頂部開關(guān)連續(xù)導(dǎo)通，通過電感將輸入電壓傳遞到輸出端。在過壓或過流條件下觸發(fā)開關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓型穩(wěn)壓器（例如 LTC7862）充當(dāng)開關(guān)浪涌抑制器，實現(xiàn)了低噪聲、低損耗操作，同時仍保持開關(guān)模式電源的穩(wěn)健性。

反向電壓

當(dāng)電池端子或跨接電纜由于操作員錯誤而向后連接時，會發(fā)生反向電壓條件（也稱為電池反向條件）。相關(guān)的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）重復(fù)向DUT施加–14 V，持續(xù)時間為60秒。一些制造商添加了自己的動態(tài)版本，其中部件最初通電（例如，V在= 10.8 V），然后突然施加反向偏置（–4 V）。

對數(shù)據(jù)手冊的快速調(diào)查表明，很少有IC設(shè)計為能夠承受負(fù)偏置，IC絕對最小引腳電壓通常限制為–0.3 V。 低于地電位的電壓超過二極管會導(dǎo)致過多電流流過內(nèi)部結(jié)點，例如ESD保護器件以及功率MOSFET的體二極管。鋁電解液等極化旁路電容器在反向電池條件下也可能損壞。

肖特基二極管可以防止反向電流，但這種方法在正常工作時在較高的正向電流下會導(dǎo)致明顯的功率損耗。圖3所示基于串聯(lián)P溝道MOSFET的簡單保護方案可降低這種損耗，但由于器件閾值電壓，在低輸入電壓（例如發(fā)動機啟動）下可能無法正常工作。一種更有效的方法是使用一個理想的二極管控制器，例如 LTC4376，它驅(qū)動一個串聯(lián) N 溝道 MOSFET，從而切斷低于地電位的輸入電壓。在正常工作中，理想的二極管控制器調(diào)節(jié)源極，將N溝道MOSFET的電壓漏極至30 mV或更低，與肖特基二極管相比，正向壓降和功耗降低了一個數(shù)量級以上。

圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。

疊加交流電壓

疊加交流電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬車輛交流發(fā)電機交流輸出的影響。顧名思義，正弦信號疊加在電池軌上，峰峰值幅度為 1 V、2 V 或 4 V，具體取決于嚴(yán)重性級別分類。對于所有嚴(yán)重性級別，最大輸入電壓為 16 V。正弦波的頻率從50 Hz對數(shù)掃描到25 kHz，然后在120秒內(nèi)返回50 Hz，總共重復(fù)五次。

該測試會在任何連接的濾波器網(wǎng)絡(luò)中產(chǎn)生較大的振幅電流和電壓擺動，諧振低于25 kHz。它還可能給開關(guān)穩(wěn)壓器帶來問題，因為環(huán)路帶寬限制使得通過高頻輸入信號進行調(diào)節(jié)變得困難。一種解決方案是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但與反向電壓保護一樣，這是解決問題的不良方法。

理想的二極管控制器在這里不會像反向電壓保護那樣工作，因為它不能足夠快地切換N溝道MOSFET以跟上輸入。限制因素是柵極上拉強度，內(nèi)部電荷泵通常將其限制在20 μA左右。雖然理想的二極管控制器可以快速關(guān)閉MOSFET，但導(dǎo)通速度非常慢，不適合整流非常低的頻率以外的任何器件。

一種更優(yōu)雅的方法是使用LT8672有源整流器控制器，它可以足夠快地切換N溝道MOSFET，以高達100 kHz的頻率整流輸入電壓。有源整流器控制器是理想的二極管控制器，具有兩個重要的附加功能：從輸入電壓升壓的大電荷庫和強大的柵極驅(qū)動器，用于快速打開和關(guān)閉 N 溝道 MOSFET。與肖特基相比，這種方法可以將功率損耗降低90%以上。LT8672 還可以像理想的二極管控制器一樣保護下游電路免受電池反向情況的影響。

起始配置文件

發(fā)動機啟動曲線（ISO 16750-2：測試4.6.3）是一種極端欠壓瞬變，有時稱為冷啟動脈沖，因為最壞情況下的電池下降發(fā)生在較低的溫度下。具體而言，當(dāng)啟動器翻轉(zhuǎn)時，12 V電池電壓可能會暫時降至8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體取決于嚴(yán)重性級別分類（分別為I、IV、II、III）。

在某些系統(tǒng)中，低壓差（LDO）線性穩(wěn)壓器或開關(guān)降壓穩(wěn)壓器足以允許電源軌穿越此瞬變，前提是ECU電壓小于最低輸入電壓。例如，如果最高ECU輸出電壓為5 V，并且必須滿足嚴(yán)重性等級IV（最小輸入電壓為6 V），則壓差小于1 V的穩(wěn)壓器就足夠了。發(fā)動機啟動曲線的最低電壓段僅持續(xù) 15 ms 至 20 ms，因此，如果電壓裕量短暫降至穩(wěn)壓壓差以下，整流元件（肖特基二極管、理想二極管控制器、有源整流器控制器）后跟一個大旁路電容器，則可能能夠穿過這部分脈沖。

但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要升壓穩(wěn)壓器。升壓穩(wěn)壓器可以在高電流水平下從低于3 V的輸入有效地保持12 V輸出電壓。但是，升壓穩(wěn)壓器存在一個問題：從輸入到輸出的二極管路徑可防止斷開，因此電流在啟動時或短路時不會自然受到限制。為防止電流失控，專用升壓穩(wěn)壓器（如 LTC3897 控制器）集成了一個浪涌抑制器前端，以允許輸出斷接和電流限制，并在使用背靠背 N 溝道 MOSFET 時提供反向電壓保護。該解決方案可以通過單個集成電路解決負(fù)載突降、發(fā)動機啟動和電池反轉(zhuǎn)問題，但可用電流受到浪涌抑制器 MOSFET 的 SOA 的限制。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器通過共享電感將同步降壓穩(wěn)壓器和同步升壓穩(wěn)壓器組合在一起，從而消除了這一限制。這種方法可以滿足負(fù)載突降和發(fā)動機啟動曲線測試，而沒有MOSFET SOA對電流電平或脈沖持續(xù)時間的限制，同時保留斷開輸出和限制電流的能力。

降壓-升壓穩(wěn)壓器的開關(guān)操作取決于輸入和輸出電壓之間的關(guān)系。如果輸入明顯高于輸出，則升壓頂部開關(guān)持續(xù)導(dǎo)通，同時降壓功率級降低輸入。類似地，當(dāng)輸入明顯低于輸出時，降壓頂部開關(guān)連續(xù)導(dǎo)通，而升壓功率級則使輸出升壓。當(dāng)輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間）時，降壓和升壓功率級以交錯方式同時切換。通過這種方式，通過將開關(guān)限制為僅調(diào)節(jié)分別高于、大致等于或低于輸出的輸入電壓所需的 MOSFET，最大限度地提高了各個開關(guān)區(qū)域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。

ISO 16750-2 解決方案摘要

圖 3 總結(jié)了解決負(fù)載突降、反向輸入電壓、疊加交流電壓和發(fā)動機啟動曲線測試的各種解決方案，以及每種方法的優(yōu)缺點。幾個關(guān)鍵要點開始出現(xiàn)：

漏極朝向輸入的串聯(lián)N溝道MOSFET是非常理想的，因為它可用于限制電流和斷開輸出，無論它是用作開關(guān)（例如，在降壓功率級中）還是線性控制（例如，在浪涌抑制器中）。

在反向輸入保護和疊加交流電壓的情況下，與肖特基二極管相比，使用 N 溝道 MOSFET 作為整流元件（面向輸入的源極）可顯著降低功率損耗和壓降。

開關(guān)模式電源比線性穩(wěn)壓器更可取，因為它減輕了在功率器件的SOA內(nèi)工作所帶來的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限期地調(diào)節(jié)極端輸入電壓，而線性穩(wěn)壓器和無源解決方案具有固有的時間限制，使設(shè)計復(fù)雜化。

升壓穩(wěn)壓器可能是必需的，也可能不是必需的，具體取決于啟動配置文件的嚴(yán)重性分類和ECU的詳細信息（它必須提供的最高電壓是多少）。

如果需要升壓調(diào)節(jié)，則4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器將上述理想特性組合到單個器件中。它可以在高電流水平下長時間有效地調(diào)節(jié)嚴(yán)重的欠壓和過壓瞬變。從應(yīng)用程序的角度來看，這使其成為最可靠、最直接的方法，盡管設(shè)計復(fù)雜性增加。然而，典型的4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器也存在一些缺點。首先，反向電池保護不是自然提供的，必須通過額外的電路來解決。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器的主要缺點是，其大部分工作壽命都處于效率較低、噪聲較大的降壓-升壓開關(guān)區(qū)域。當(dāng)輸入電壓幾乎等于輸出（V在~ V外） 所有四個 N 溝道 MOSFET 都在主動開關(guān)以保持穩(wěn)壓。由于開關(guān)損耗增加和施加最大柵極驅(qū)動電流，效率下降。輻射和傳導(dǎo)EMI性能在此區(qū)域受到影響，因為降壓和升壓級熱回路均處于活動狀態(tài)，穩(wěn)壓器輸入和輸出電流不連續(xù)。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器可以通過偶爾的大幅度欠壓和過壓瞬變進行調(diào)節(jié)，但代價是在更常見的標(biāo)稱轉(zhuǎn)換區(qū)域中以高靜態(tài)電流、較低效率和更高噪聲工作。

直通工作模式帶來高效率和 EMI 性能降壓-升壓區(qū)域

LT?8210 是一款 4 開關(guān)降壓-升壓型 DC-DC 控制器，能夠以固定輸出電壓的傳統(tǒng)方式工作，并且還具有新的直通唰唰??工作模式（圖 4），通過可編程輸入電壓窗口消除開關(guān)損耗和 EMI。它的工作電壓范圍為2.8 V至100 V，允許其在發(fā)動機啟動期間最嚴(yán)重的電池跌落調(diào)節(jié)至未抑制負(fù)載突降的峰值幅度。它具有–40 V的內(nèi)置電池反向保護功能，通過增加一個N溝道MOSFET來實現(xiàn)（圖5中的DG）。

圖4.具有直通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車標(biāo)準(zhǔn)測試帶來的許多問題。

圖5.這款 3 V 至 100 V 輸入降壓-升壓控制器采用 8 V 至 17 V 直通輸出供電。

在直通模式下，當(dāng)輸入電壓在窗口外時，輸出電壓被調(diào)節(jié)到電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過 FB2 和 FB1 電阻分壓器進行編程。當(dāng)輸入電壓在此窗口內(nèi)時，頂部開關(guān)（A 和 D）連續(xù)導(dǎo)通，將輸入電壓直接傳遞到輸出。在這種非開關(guān)狀態(tài)下，LT8210的總靜態(tài)電流降至數(shù)十微安。無開關(guān)意味著無EMI和開關(guān)損耗，效率超過99.9%。

對于那些想要兩全其美的人來說，LT8210 允許通過切換 MODE1 和 MODE2 引腳在其不同的工作模式之間動態(tài)轉(zhuǎn)換。換言之，在某些情況下，LT8210 可用作具有固定輸出電壓 （CCM、DCM 或突發(fā)模式） 的傳統(tǒng)降壓-升壓型穩(wěn)壓器，然后隨著應(yīng)用中條件的變化而更改為直通模式?。對于始終在線系統(tǒng)和啟停應(yīng)用程序，這可能是一個有用的功能。

直通性能

圖5中的直通解決方案在8 V至17 V的窗口中將輸入傳遞到輸出。當(dāng)輸入電壓高于直通窗口時，LT8210將其降壓至17 V穩(wěn)壓輸出。如果輸入降至8 V以下，LT8210會將輸出升壓至8 V。作為一項保護功能，如果超過電感電流限值或編程平均電流限值（通過IMON引腳），則在直通窗口內(nèi)觸發(fā)開關(guān)操作以控制電流。

圖6、圖7和圖8分別顯示了LT8210電路對拋負(fù)載、反向電壓和啟動曲線測試的響應(yīng)。圖 9 和圖 10 展示了在直通窗口下可能實現(xiàn)的效率改進和低電流操作（令人驚訝的是，什么都不做是多么高效）。圖11顯示了直通模式和CCM操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。該電路的LTspice仿真以及最苛刻的ISO 16750-2測試脈沖的加速版本可在 analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomotivePassThru.asc 提供。

圖6.對未抑制負(fù)載突降的直通響應(yīng)。

圖7.LT8210對反向電池條件的響應(yīng)。

圖8.對發(fā)動機冷啟動的直通響應(yīng)。

圖9.CCM 和直通操作的效率。

圖 10.直通模式下無負(fù)載輸入電流 （V在= 12 V）。

圖 11.直通和 CCM 操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。

結(jié)論

在為汽車電子系統(tǒng)設(shè)計電源時，LT8210 4開關(guān)降壓-升壓DC-DC控制器具有2.8 V至100 V輸入工作范圍、內(nèi)置電池反向保護和新的直通工作模式，可提供卓越的解決方案。直通模式改進了降壓-升壓操作，實現(xiàn)了無開關(guān)噪聲、無開關(guān)損耗和超低靜態(tài)電流，同時將輸出調(diào)節(jié)到用戶編程窗口而不是固定電壓。輸出電壓最小值和最大值在大幅度瞬變（如拋負(fù)載和冷啟動）期間受到限制，無需擔(dān)心 MOSFET SOA，也不受線性解決方案帶來的電流或時序限制。

新穎的LT8210控制方案可在不同開關(guān)區(qū)域（升壓、降壓-升壓、降壓和非開關(guān)）之間實現(xiàn)干凈、快速的轉(zhuǎn)換，從而允許其通過輸入上的大信號、高頻交流電壓進行調(diào)節(jié)。LT8210 可在運行時在直通操作和傳統(tǒng)的固定輸出電壓、降壓-升壓操作模式 （CCM、DCM 或突發(fā)模式） 之間切換，并且固定輸出可設(shè)置為直通窗口內(nèi)的任何電壓 （例如，V外8 V 至 16 V 窗口為 12 V）。這種靈活性允許用戶在直通和正常降壓-升壓操作之間交替，以換取低噪聲、低IQ、直通模式的高效運行，可實現(xiàn)更嚴(yán)格的調(diào)節(jié)，并改善 CCM、DCM 或突發(fā)模式下的瞬態(tài)響應(yīng)。

審核編輯：郭婷