無(wú)線電架構(gòu)很重要：RF采樣與零中頻的回顧

對(duì)無(wú)線服務(wù)不斷增長(zhǎng)的需求不僅挑戰(zhàn)了我們有限的頻譜資源，也挑戰(zhàn)了無(wú)線電設(shè)計(jì)人員選擇正確的無(wú)線電架構(gòu)。適當(dāng)?shù)臒o(wú)線電架構(gòu)不僅可以提供穩(wěn)定的性能，還可以簡(jiǎn)化無(wú)線電周圍的電路，從而最大限度地降低成本、功耗和尺寸。在無(wú)線電部署不斷增加的時(shí)代，適當(dāng)?shù)臒o(wú)線電可以容忍當(dāng)前和未來(lái)的無(wú)線鄰居，否則可能會(huì)造成干擾。本文將研究?jī)煞N常見的無(wú)線電架構(gòu)，并比較每種架構(gòu)如何解決日益增長(zhǎng)的共址問(wèn)題的獨(dú)特挑戰(zhàn)的權(quán)衡取舍。

日益嚴(yán)峻的挑戰(zhàn) — 新的無(wú)線鄰居

當(dāng)無(wú)線革命在大約30年前開始時(shí)，只有少數(shù)頻段 - 主要限制在900 MHz以下 - 通常每個(gè)國(guó)家都有一個(gè)頻段。隨著對(duì)無(wú)線服務(wù)需求的增長(zhǎng)，新頻段穩(wěn)步增加，現(xiàn)在有49個(gè)頻段1全球僅分配給5G NR，不包括毫米波分配。大多數(shù)較新的頻譜都在2.1 GHz以上，頻段覆蓋500 MHz（n78），775 MHz（n46），900 MHz（n77）和高達(dá)1200 MHz（n96）。

隨著這些新頻段的上線，最大的挑戰(zhàn)之一是如何在這些傳統(tǒng)頻段存在阻塞信號(hào)的情況下確保足夠的接收器性能。這主要來(lái)自部署它們的共址要求，在美國(guó)有頻段 2、4 和 7，在其他地區(qū)有對(duì)應(yīng)的頻段 1 和 3。這對(duì)于 n48 （CBRS） 和 n77 或 n78 的任何部分的寬帶無(wú)線電服務(wù)應(yīng)用尤其重要。

無(wú)線需求在未來(lái)將繼續(xù)增長(zhǎng)，而托管和干擾的挑戰(zhàn)始終存在。

無(wú)線電設(shè)計(jì)以及射頻保護(hù)和選擇性

接收器設(shè)計(jì)面臨的主要挑戰(zhàn)之一是保護(hù)不感興趣的信號(hào)。從一開始，無(wú)線電工程師就一直在尋求不同的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，最初是蠻力過(guò)濾，后來(lái)是各種具有分布式濾波的外差技術(shù)。多年來(lái)，已經(jīng)開發(fā)了三種關(guān)鍵架構(gòu)來(lái)解決這些挑戰(zhàn)：直接轉(zhuǎn)換（零中頻）、超外差（IF）和直接RF采樣。雖然IF采樣很受歡迎，但它不會(huì)成為本文的重點(diǎn)。相反，重點(diǎn)將放在比較RF采樣和零中頻上，因?yàn)樗鼈兪悄壳盁o(wú)線領(lǐng)域最先進(jìn)的實(shí)現(xiàn)方式。每種技術(shù)都引入了不同的工程權(quán)衡和對(duì)周圍電路及其要求的不同影響。這包括頻率轉(zhuǎn)換方法、RF和基帶增益量、如何處理RF圖像以及如何以及在何處實(shí)現(xiàn)濾波。這些權(quán)衡的詳細(xì)信息如表2所示。

增益分配和功耗

RF采樣和零中頻在增益分布方面存在關(guān)鍵差異。如圖2所示，RF采樣具有RF域中的所有增益，因?yàn)樵谔幚硇盘?hào)時(shí)，無(wú)線電中的所有頻率都保持不變。為了進(jìn)行比較，圖1顯示了一個(gè)零中頻架構(gòu)。對(duì)于這種架構(gòu)，部分增益在RF頻率處，但平衡在頻率轉(zhuǎn)換后的基帶上。

圖1.典型的零中頻信號(hào)鏈。

圖2.典型的RF采樣信號(hào)鏈。

這兩種體系結(jié)構(gòu)都需要權(quán)衡取舍。從增益角度來(lái)看，由于需要更高的壓擺率，較高頻率下的增益比較低頻率需要更多的DC，特別是當(dāng)信號(hào)鏈中的信號(hào)逐漸變大時(shí)。這意味著RF采樣架構(gòu)在線性RF部分的功耗高于零中頻部分，零中頻的很大一部分增益位于直流。在較低頻率下，壓擺率較低，因此靜止電流可以相應(yīng)減少。

RF采樣的挑戰(zhàn)在于要求在高頻和相對(duì)較高的電壓（~1 V）下驅(qū)動(dòng)一個(gè)電容性輸入（采樣電容）。相比之下，零中頻輸入是進(jìn)入基帶放大器求和節(jié)點(diǎn)的50 Ω（或100 Ω），該節(jié)點(diǎn)提供增益，消除采樣節(jié)點(diǎn)并將其與RF信號(hào)隔離，并降低提供的增益所需的RF驅(qū)動(dòng)。這對(duì)線性RF部分的功耗有深遠(yuǎn)的影響，因?yàn)樗说谌齻€(gè)RF增益級(jí)和基帶與RF放大所需的較低駐電流，從而將總RF耗散降低了25%至50%，有利于零中頻架構(gòu)。

除了線性功率之外，還有與數(shù)字化儀相關(guān)的功率。使用零中頻轉(zhuǎn)換器時(shí)，僅將所需的帶寬數(shù)字化。通過(guò)RF采樣，不僅寬RF帶寬被數(shù)字化，而且采樣率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)奈奎斯特要求。帶寬和采樣率在功耗方面都很昂貴。確切的功率取決于工藝，但在同一工藝上實(shí)現(xiàn)時(shí)，對(duì)于典型的單頻段應(yīng)用，RF轉(zhuǎn)換器的功耗比基帶轉(zhuǎn)換器高出約125%。即使兩個(gè)頻段可能被RF轉(zhuǎn)換器數(shù)字化，功耗損失仍然超過(guò)40%。

圖像和雜散信號(hào)

這些選項(xiàng)中也有次要的權(quán)衡。例如，零中頻引入LO泄漏和I/Q失配鏡像項(xiàng)，2而RF采樣引入交錯(cuò)雜散3由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)內(nèi)的不匹配，以及轉(zhuǎn)換器中的RF諧波和與采樣相關(guān)的抖動(dòng)項(xiàng)。4好消息是，無(wú)論架構(gòu)如何，大多數(shù)圖像和雜散信號(hào)都可以通過(guò)各種背景算法得到緩解。

這兩種架構(gòu)的頻率規(guī)劃截然不同，會(huì)影響混疊的處理方式以及必須應(yīng)用的RF（外部）濾波量。除了架構(gòu)雜散信號(hào)外，所有無(wú)線電都會(huì)產(chǎn)生RF諧波并受到混疊的影響。5RF采樣無(wú)線電利用混疊對(duì)所需信號(hào)進(jìn)行下變頻，如果該信號(hào)自然超出第一奈奎斯特區(qū)。然而，不需要的信號(hào)的響應(yīng)通常是問(wèn)題所在，因?yàn)樗鼈冊(cè)诨殳B后可能會(huì)無(wú)意中落在所需信號(hào)的頂部。這些信號(hào)必須通過(guò)仔細(xì)的頻率規(guī)劃、積極的RF濾波或足夠高的采樣率（沒(méi)有混疊）來(lái)緩解。這些中的每一個(gè)都伴隨著具有挑戰(zhàn)性的權(quán)衡。

零中頻架構(gòu)將信號(hào)轉(zhuǎn)換為基帶（接近直流）。雖然肯定會(huì)產(chǎn)生RF諧波，但它們?cè)谒星闆r下都遠(yuǎn)離基帶混頻，并通過(guò)以下段落中提到的典型零中頻輸入結(jié)構(gòu)的低通響應(yīng)進(jìn)行充分濾波。同樣，所用基帶采樣器的相對(duì)較高的采樣速率和自相同的輸入結(jié)構(gòu)也緩解了混疊。

零中頻濾波器要求

零中頻架構(gòu)的一個(gè)容易被忽視的特性是，基帶輸入放大器通常被構(gòu)造為有源低通濾波器，作為集成模擬濾波器工作，這大大降低了模擬濾波器的負(fù)擔(dān)。結(jié)合片內(nèi)抽取濾波，它還可以用作可編程通道濾波器，以消除比奈奎斯特更近的信號(hào)。此外，零中頻接收器內(nèi)的采樣器件通常包括提供額外帶外抑制的反饋。實(shí)際上，這意味著無(wú)線電的帶外區(qū)域比帶內(nèi)區(qū)域具有更大的滿量程范圍。如以前的著作所示6圖3簡(jiǎn)化了零中頻無(wú)線電本身對(duì)帶外信號(hào)具有良好的容限。在圖3中，縱軸表示相對(duì)于帶內(nèi)導(dǎo)致3 dB降敏的輸入功率電平，表明帶內(nèi)信號(hào)對(duì)其他架構(gòu)中沒(méi)有的帶外信號(hào)具有內(nèi)置容差。

圖3.片內(nèi)零中頻濾波影響的示例。

由于這種內(nèi)置濾波，主要關(guān)注點(diǎn)是保護(hù)RF前端，即LNA。典型的配置包括用于FDD的第一級(jí)和第二級(jí)LNA和一些TDD之間的SAW濾波器。一些TDD應(yīng)用在第二級(jí)之后會(huì)有SAW濾波器，但在大輸入條件下可以旁路第二級(jí)，如圖1所示。通常，SAW濾波器將提供約25 dB的帶外抑制，這里假設(shè)了這一點(diǎn)。除了SAW濾波器外，LNA的天線側(cè)還需要一個(gè)腔體濾波器，該濾波器與發(fā)射器共享。

典型的LNA的輸入1 dB壓縮點(diǎn)可能為–12 dBm。如果帶外或共置要求為16 dBm，則必須將這些信號(hào)濾波至比LNA輸入1 dB壓縮點(diǎn)低約10 dB（或更高）。這是最小 38 dB 抑制（+16 – –12 + 10）。包括SAW濾波器在內(nèi)，這是零中頻輸入端呈現(xiàn)的63 dB總帶外抑制。假設(shè)RF增益沒(méi)有滾降，包括核心無(wú)線電輸入的總濾波器抑制，則最大帶外信號(hào)電平將為–20 dBm。這遠(yuǎn)低于典型的滿量程，并且會(huì)因前面解釋的片內(nèi)濾波而進(jìn)一步衰減。與圖3相比，該輸入電平預(yù)計(jì)不會(huì)產(chǎn)生雜散信號(hào)或降敏。

射頻采樣濾波器要求

使用RF轉(zhuǎn)換器時(shí)，有兩個(gè)問(wèn)題需要直接注意濾波。首先，無(wú)論輸入電平如何，任何信號(hào)都可能產(chǎn)生不需要的雜散信號(hào)，這些雜散信號(hào)可能占用與所需信號(hào)相同的頻率。交錯(cuò)相關(guān)的雜散由算法處理，但架構(gòu)雜散是另一個(gè)問(wèn)題，因?yàn)樗鼈兛赡苁遣豢深A(yù)測(cè)的。對(duì)于許多較舊的RF轉(zhuǎn)換器來(lái)說(shuō)，這對(duì)無(wú)線電性能是一個(gè)持續(xù)的挑戰(zhàn)。幸運(yùn)的是，許多新的轉(zhuǎn)換器都包含背景抖動(dòng)7以一種或另一種形式來(lái)緩解這些問(wèn)題，并提供相對(duì)干凈的 SFDR 掃描，如圖 4 所示。

圖4.具有抖動(dòng)的轉(zhuǎn)換器的示例。

在此SFDR與輸入電平的關(guān)系圖中值得注意的是，前15 dB由于轉(zhuǎn)換器的壓擺率限制而出現(xiàn)下降，這通常會(huì)產(chǎn)生必須減弱的強(qiáng)二次和三次諧波。一旦RF輸入低于此電平，諧波和架構(gòu)雜散通常不再是問(wèn)題（請(qǐng)咨詢轉(zhuǎn)換器性能以進(jìn)行驗(yàn)證）。滿量程為1 dBm時(shí)，當(dāng)帶外信號(hào)抑制到轉(zhuǎn)換器中低于–14 dBm時(shí)，雜散信號(hào)將顯著減少。如表2所示，轉(zhuǎn)換增益為50 dB時(shí)，相當(dāng)于天線處的–64 dBm。如果輸入可能為16 dBm，則對(duì)于非混疊情況，RF濾波需要為80 dB或更高。假設(shè)SAW濾波器提供25 dB，則腔體濾波器剩下55 dB，以充分保護(hù)RF ADC免受帶外信號(hào)引起的非線性，并保護(hù)第一級(jí)LNA的輸入不被帶外信號(hào)驅(qū)動(dòng)為非線性。此示例表示一個(gè)行為良好的轉(zhuǎn)換器，但應(yīng)仔細(xì)檢查所選轉(zhuǎn)換器的SFDR與輸入電平的關(guān)系，以確定是否需要更多濾波。

對(duì)于基于當(dāng)前商用芯片的RF轉(zhuǎn)換器架構(gòu)，還有一個(gè)額外的問(wèn)題，那就是混疊保護(hù)。當(dāng)前的RF轉(zhuǎn)換器基于工作在3 GSPS和6 GSPS之間的內(nèi)核。在如此低的速率下，如果不使用主動(dòng)過(guò)濾來(lái)減輕混疊的影響，就不可能避免混疊項(xiàng)。只有在采樣率達(dá)到兩位數(shù)GHz后，這個(gè)問(wèn)題才會(huì)緩解。

考慮混疊對(duì)濾波器要求的影響的一種簡(jiǎn)化方法是考慮保護(hù)單個(gè)資源元素免受混疊16 dBm共置要求的影響。目標(biāo)是將侵略者抑制到如果它別名為所需的 RB 的程度，則會(huì)對(duì)其進(jìn)行充分過(guò)濾，從而不會(huì)發(fā)生中斷?；?G-FR1-A1-4 信號(hào)的廣域參考通道在大約 0 dB SNR 下，每 RB 的信號(hào)電平為 –118.6 dBm。因此，必須將違規(guī)者濾波到低 10 dB 至 15 dB，或大約 –130 dBm，以防止中斷。因此，需要腔體濾波器的總抑制約150 dB，或約125 dB的腔體濾波器，其中一個(gè)SAW濾波器提供濾波平衡。

篩選器摘要

圖5顯示了RF采樣和零中頻的腔體濾波器要求。由于RF采樣架構(gòu)有兩個(gè)獨(dú)立的要求，最嚴(yán)格的要求將占主導(dǎo)地位，可實(shí)現(xiàn)的濾波器只需滿足最嚴(yán)格的或125 dB的抑制即可覆蓋整個(gè)頻段。雖然這種過(guò)濾很容易獲得，但它是以笨重的過(guò)濾器為代價(jià)的。與只需要40 dB抑制的零中頻架構(gòu)相比，由于使用4腔濾波器可以實(shí)現(xiàn)這種性能，因此可以顯著節(jié)省重量和尺寸。

圖5.腔體過(guò)濾器要求。

結(jié)論

總之，零中頻和RF采樣架構(gòu)均提供出色的功能。但是，如果目標(biāo)是優(yōu)化成本、重量和尺寸，則零中頻架構(gòu)在多個(gè)帳戶中獲勝。從功耗的角度來(lái)看，零中頻架構(gòu)集成了大量模擬增益，可節(jié)省大量功耗。同樣，在考慮濾波的影響時(shí)，零中頻有可能顯著降低濾波器要求。雖然過(guò)濾器的成本差異可能很小，但根據(jù)所需的腔數(shù)，這些過(guò)濾器的尺寸和重量減輕應(yīng)超過(guò)50%。

審核編輯：郭婷