高動態(tài)范圍RF收發(fā)器如何解決關鍵任務通信的阻塞挑戰(zhàn)

頻譜有限，商業(yè)/私人蜂窩的使用增加 網(wǎng)絡、無線電平臺發(fā)展面臨更復雜的干擾 場景。本文將討論ADRV9002軟件定義無線電 （SDR）是一種高動態(tài)范圍（DR）RF收發(fā)器，可以解決阻塞問題 關鍵任務通信無線電和其他高動態(tài)通信的挑戰(zhàn) 要求苛刻的無線應用。

介紹

關鍵任務通信系統(tǒng)對于我們的緊急情況至關重要 服務、公用事業(yè)服務以及政府和軍事戰(zhàn)術無線電 系統(tǒng)。任務關鍵型通信系統(tǒng)部署在許多 工作頻段，必須與不斷擴大的商業(yè)共存 蜂窩網(wǎng)絡。這給無線電設計帶來了重大挑戰(zhàn)，因為 接收器必須在存在大阻塞或 干擾信號。此外，對于許多便攜式和手持式用例， 尺寸、重量和功耗 （SWaP） 也是主要的設計考慮因素。 集成的 SDR IC 能夠覆蓋多個頻段和 提供災難恢復以處理日益擁擠的運營部署 外形小巧。

為了滿足這些需求，設計了一個新的SDR系列。ADRV9002射頻 收發(fā)器專為許多關鍵任務市場而設計 并支持窄帶（NB，低至 kHz）和寬帶（WB，高達 40 MHz） 操作。ADRV9002是一款高度集成的RF至/從位系統(tǒng)平臺，具有 統(tǒng)一的軟件可編程架構，并融合了許多先進的 關鍵任務通信功能，包括快速跳頻 （FFH）、多芯片同步 （MCS）、數(shù)字預失真 （DPD）、動態(tài)配置文件 開關 （DPS）、數(shù)字下變頻器 （DDC）、監(jiān)聽模式 （MM） 和高級 顯著降低基帶處理器負載的校準算法。 ADRV9002具有出色的動態(tài)范圍，可提供最佳的靈敏度和阻斷信號 處理具有挑戰(zhàn)性的部署和干擾信號的容差。

接收器的阻塞要求

接收器的DR是其最大輸入信噪比本底，DR是1 決定接收機恢復低電平信號能力的關鍵因素 在存在阻斷劑（干擾物）的情況下。最小可檢測信號或 靈敏度由信號帶寬（BW）決定，接收器解調(diào) 閾值（信噪比最低），以及接收器的噪聲系數(shù) （NF）。它可以用 以下等式：

因為LO相位噪聲和倒易混頻機制如 圖1，大阻塞能量可以擴散到想要的信號和原因 接收器靈敏度下降;阻塞器越大，越近 就是對想要的信號，接收器的靈敏度越差。這 大阻塞器本身也可能在接收器前端引入非線性 并導致雜散抑制進入所需的信號頻段。三階 兩個大阻塞信號在等頻偏移下的互調(diào)產(chǎn)物 從想要的信號會落在想要的信號帶上，并導致接收器 性能下降。

圖1.相互混合。

圖 2 和圖 3 顯示了 DMR1和利樂2定義各種標準 干擾源和接收器容忍的電平要求。標準 要求無線電能夠處理至少 84 dBc 阻塞 1 MHz （DMR） 或 500 kHz （TETRA） 頻率偏移。廣播制作人可能想要 90 dBc甚至更高，使他們的產(chǎn)品更具競爭力。同樣，對于 相鄰通道選擇性、雜散抑制和互調(diào) 響應抑制，接收器應具有容納所有響應的能力 這些類型的阻塞具有一些余量。

圖3.TETRA 標準定義了阻塞要求。

為了滿足圖 2 和圖 3 中的 DMR/TETRA 示例阻塞要求， 通常使用的傳統(tǒng)超外差架構 RF信號下變頻為一個或兩個中頻（IF），如 如圖 4 所示。應用一對可調(diào)BBP（BPFa，BPFb）來拒絕 頻帶阻斷器以及用于 VHF/UHF 頻段或單個 SAW 的混頻器 1 圖像 帶濾波器可應用于更高的頻段，如800 MHz/900 MHz。 混頻器1之后的晶體BPF具有尖銳的頻率響應以提供通道 混合器2的選擇性和反圖像。AD9864等IC集成了 用于第二個混頻器、IF/CLK 頻率合成器、ADC、可編程抽取的功能 濾波器等，可以提供良好的信道內(nèi)信噪比。

圖4.傳統(tǒng)的超外差接收器。

圖4所示的超外差架構類型高度依賴于 外部 BPF（射頻和中頻）用于過濾帶內(nèi)和帶外阻斷信號，以及 圖像，以及接收器和發(fā)射器的其他分立元件;這樣 架構也限制了降低無線電尺寸、重量和成本的能力。 作為多標準支持。

ADRV9002接收器架構

圖5顯示了頂級ADRV9002接收器架構，3其中有兩個 相同的接收器。模擬前端 （AFE） 包含可編程 前端衰減器、匹配的 I 和 Q 混頻器、可編程一階或 二階低通濾波器 （LPF） 和兩組 ADC（高性能 （HP） 和每通道的低功耗 （LP））。數(shù)字前端 （DFE） 包含一系列 數(shù)字信號處理模塊，包括抽取濾波器、DDC、可編程 FIR （PFIR） 濾波器、校正算法模塊等。ADRV9002接收器 提供靈活的NB和WB模式支持，自動或手動增益控制， 直接轉換或IF操作。高度集成的RF至比特接收器可以 替換圖 4 點矩形中的所有功能塊。一個大大簡化的 圖中顯示了采用ADRV9002的新任務關鍵型通信接收器圖 在圖 6 中。

圖6.采用ADRV9002的關鍵任務通信接收器圖。

采用一套HPADC和LPADC是ADRV9002接收器的獨特設計， 它提供最大的線性度 （IIP3） 和最佳的功耗 折衷。HPADC和LPADC具有相似的噪聲和DR水平，HPADC 與 LPADC 相比，IIP3 性能改進，約為 5 dB 增加功耗的代價。系統(tǒng)NF預計是 由于LNA增益在天線輸入端的HPADC和LPADC之間的相似性 前端。利用 的快速模擬和數(shù)字峰值檢測器功能 ADRV9002接收器，用戶可以動態(tài)切換HPADC和LPADC的使用 當檢測到或消失大阻塞信號時，因此接收器線性度和 功耗可以很好地平衡。

ADC（HPADC 和 LPADC）信號傳遞函數(shù) （STF） 具有低通 濾波器響應，用作抗混疊濾波器，并顯著降低 采樣率周圍的阻塞器。它還降低了以下抗鋸齒要求： ADC之前的模擬LPF。圖7顯示了ADRV9002 ADC STF和模擬器件 LPF 頻率響應，其中 HPADC 以 2.2 GHz 采樣率和 LPF 運行 設置為一階，頻率約為 20 MHz f1 dB。受益于高 ADC的容積率，ADRV9002不依賴模擬LPF進行阻塞信號抑制 和通道選擇性;因此，模擬LPF被設計為可配置的 一階或二階 LPF，帶寬約為 5 MHz 至 50 MHz。它提供 ADC的抗混疊功能，有助于衰減帶外阻滯劑。 通道濾波器由PFIR濾波器在數(shù)字數(shù)據(jù)路徑的末端完成。

圖7.ADRV9002 ADC STF 和模擬 LPF 頻率響應。

ADRV9002接收器可支持高達40 MHz的RF帶寬，可編程NCO和DDC允許從中間進行數(shù)字下變頻 頻率高達 ±20 MHz，適用于 NB 和 WB 信號。這 為接收器提供靈活的直接變頻或中頻操作。請注意， 偏移 IF 加上 RF 信號帶寬的 1/2 應始終小于 20 MHz 至 確保輸入信號不會在ADC之后被數(shù)字濾波器失真。

ADRV9002 接收器阻塞容限

如前所述，最大阻塞容差或最大容許 阻斷器功率高于所需信號主要由以下因素決定：

動態(tài)范圍（接收器最大輸入信噪比）

接收器線性度，在失真產(chǎn)物落入 所需通道

中頻模式下的鏡像抑制，僅當干擾源處于鏡像頻率時

LO相位噪聲

動態(tài)范圍

接收器必須提供足夠的 DR 來容納阻塞程序和想要的 信號。與圖4中的傳統(tǒng)超外差接收器不同，ADRV9002 接收器不依賴外部 BPF 來過濾阻塞程序。The ADRV9002 接收器具有大約 150 dBc/Hz 的 DR，足以容納和 在模擬/射頻部分對阻塞信號和所需信號進行數(shù)字化處理 接收器路徑，因此可以有效地過濾阻塞器 數(shù)字領域。公式2顯示了ADRV9002接收器DR的計算結果 在最大增益下。

其中–11.4 dBm是ADRV9002接收器的典型滿量程輸入功率（FSIP） 12.5 dB是ADRV9002接收器的典型噪聲系數(shù)。

ADRV9002接收器的最大增益約為20 dB，增益控制為34 dB 衰減器在混頻器之前設置的范圍，施加的衰減越多， 接收器增益越小。接收器可以提供每dB NF和線性權衡， 增益降低 1 dB 會使 NF 增加 1 dB，IIP3 和 IIP2 增加 1 dB。 同樣，增益降低1 dB會使FSIP增加1 dB。圖 8 顯示了 ADRV9002接收器NF、IIP2、IIP2和FSIP具有不同的增益。根據(jù)等式2， ADRV9002接收器150 dBc/Hz DR可以保持在接收器增益中 控制范圍。

圖8.ADRV9002接收器NF、IIP3、IIP2和FSIP與增益的關系

圖6顯示了接收器，LNA之前的前端插入損耗（IL）也是如此 作為LNA增益，NF主導整個系統(tǒng)本底噪聲，因此 到系統(tǒng)災難恢復。系統(tǒng)NF（NF.SYS） 可以通過公式 3 計算。

哪里：

F鐵是LNA之前所有前端的噪聲因子

一個鐵是有限元在LNA之前的線性插入損耗

F液化天然氣是LNA噪聲因子

一個液化天然氣是線性LNA增益

F巴倫是巴倫的噪聲因子

一個巴倫是巴倫線性插入損耗

F特雷克斯是ADRV9002噪聲因數(shù)。

對于圖6中的接收器，LNA之前的前端插入損耗為3 dB。 LNA （HMC8410） 具有 1.4 dB NF 和 19 dB 增益。巴倫插入損耗為1 dB， ADRV9002接收器NF在最大增益下為12.5 dB。從公式3， 該接收器的系統(tǒng)NF約為5.1 dB，從天線到天線的總增益 ADRV9002輸入為15 dB。使用公式2，天線輸入端的系統(tǒng)DR ADRV9002的最大增益約為：

圖 9 顯示了天線輸入端的系統(tǒng) DR 和 NF 具有不同 ADRV9002增益，采用ADRV9002接收器大DR設計。系統(tǒng)災難恢復為 始終受到前端LNA的限制，這應該從 系統(tǒng)視角。

圖9.系統(tǒng)噪聲系數(shù)和動態(tài)范圍與ADRV9002增益的關系

在無線電設計實踐中，公式4可用于估算接收器DR 要求或估計最大阻塞信號到所需信號可容忍 給定接收器 DR 的比率。 圖 10 顯示了 DR 估計圖 對于公式4。

圖 10.容災需求分析圖。

以帶有CW阻塞器的典型DMR信號為例。假設 DMR 所需信號帶寬為 8 kHz，信噪比最低大約 7 dB，CW 阻滯劑的 PAR 為 0 dB， 裕量裕量為 1 dB。然后根據(jù)等式4，我們可以推導出 ADRV9002 150 dBc/Hz DR允許對大至 比所需信號高 103 dBc，信噪比至少為 7 dB。

同樣，如果阻塞信號是PAR約為10.3 dB的LTE10寬帶信號， ADRV9002 150 dBc/Hz DR允許對LTE10阻塞信號的容差與 LTE10 一樣大 為 92.7 分貝。

上述估計僅適用于災難恢復角度以及阻止因素，并且 LO相位噪聲性能會降低最大容許阻斷信號 到想要的信號。驗證ADRV9002接收器的高容程概念以進行阻塞 將需要用于阻塞器和外部LO的高質(zhì)量信號發(fā)生器。這 如果應用LNA，前端LNA線性度（IIP3）不應限制測試。

圖11顯示了ADRV9002阻塞測試設置，用于驗證上述分析和 計算。ADRV9002配置為DMR配置文件，IF頻率為490 kHz， 接收器施加外部LO。ARDV9002 處所需的接收器信號 接收器輸入約為 –108 dBm，將信號發(fā)生器設置為不同的輸出 阻塞器頻率偏移，并增加阻塞器電平，直到獲得所需信號 信噪比降低為信噪比最低在公式 1 中（對于 DMR 8 kHz，約為 7 dB 信號帶寬）。然后，在相應頻率下獲得最大阻塞信號容差 偏移量被記錄下來。

圖 11.ADRV9002阻塞測試圖。

圖12和圖13顯示了ADRV9002 DMR輪廓阻塞測試結果，其中 CW 阻塞器和接近所需信號的 LTE10 阻塞器。

圖 12.ADRV9002 DMR 配置文件 CW 阻斷器容差測試結果。

圖 13.ADRV9002 DMR 配置文件 LTE10 阻塞信號容差測試結果。

在CW阻塞器測試中，所需信號約為150 MHz。兩個信號源 具有出色的相位噪聲，用于外部LO和CW阻塞器， 分別;因此，LO和阻塞相位噪聲基本上不會影響 阻塞測試。ADRV9002 CW阻塞器抑制測試結果與 高于103 dBc的估計值，但1 MHz頻率偏移處的阻塞信號除外，該頻率偏移約為IF頻率的兩倍，并且受鏡像限制 剔除性能。

對于另一個測試用例，LTE阻塞器測試，所需信號設置為860 MHz，a 是德科技 N5182B 信號發(fā)生器生成調(diào)制后的 LTE10 阻塞信號，并且 ADF5335 PLL用于外部LO源。LTE10阻塞抑制測試 結果非常接近 92.7 dBc 的估計結果，但大約為 3 dB 差距。這主要是LO和阻塞相位噪聲的影響。

上述ADRV9002 DMR模式DR估計和測試結果假設 ADC之前沒有濾波器。ADRV9002模擬LPF可以部分衰減 阻斷者。這改善了結果，特別是當阻塞者移動到更高的位置時 偏移頻率 — 例如，≥ 5 MHz。

線性

兩個大阻塞信號（或寬帶）的三階互調(diào)產(chǎn)物 阻塞因子的第三個非線性分量）可以落入所需的信號頻段和 使接收器脫敏。接收器線性度將限制整體阻塞信號 容差低于 DR。三階非線性失真的簡單分析 可以通過使用IP3（三階截點）概念來完成。圖 14 顯示 寬帶阻塞非線性產(chǎn)物落入所需信號頻帶 場景，簡化的雙音模型可用于寬帶阻塞 分析。每個音調(diào)的功率是總阻塞功率的一半（P大牌–3 dB），間距等于阻塞信號帶寬和失真分量的功率 （P我） 相當于寬帶兩側的總失真功率 阻滯 劑。DMR/TETRA 標準互調(diào)抑制響應如圖 2 和 圖3通過未調(diào)制干擾信號和調(diào)制信號進行驗證， 但由于DMR/TETRA調(diào)制信號帶寬較窄，交調(diào)抑制響應也可以簡化為雙音模型 在圖14中，帶寬將是兩個干擾信號間隔，由 DMR/TETRA 測試規(guī)范。

圖 14.阻塞非線性和分析。

接收器IP3來自雙音模型的三階互調(diào)失真 （IMD3） 可以用以下等式表示：

其中 P我是輸入音功率和P我是三階失真功率。

采用HPADC時，ADRV9002接收器的典型IIP3為26 dBm。分析是否 ADRV9002線性度可以滿足DMR互調(diào)抑制響應要求，我們使用圖6中的接收器設置。ADRV9002之前的總FE增益為： 15分貝。圖2顯示ADRV9002輸入端的–107 dBm所需信號將為–92 dBm 以及由三階失真或P引起的最大允許噪聲我將 –99 dBm，信噪比為 7 dB最低。由公式5可知，最大允許值P我ADRV9002 時的輸入計算為 –15.7 dBm，在 天線輸入，遠高于 –42 dBm DMR 標準要求。同樣，采用LPADC時，ADRV9002接收器IIP3的功耗為22 dBm。這將允許 最大 P 約為 –33.3 dBm我在天線輸入端，仍能滿足DMR 互調(diào)抑制要求。

同樣，衛(wèi)星地面站的干擾阻塞要求和 系統(tǒng)（SES）4符合無線電設備指令 （RED） 需求 接收器可承受高達 87 dBc 的 LTE 5 MHz 阻塞信號，SNR 為 2.5 dB最低， 如圖 15 所示。使用圖 6 中的相同接收器，阻塞信號在 ADRV9002輸入為–15 dBm，F(xiàn)E增益為15 dB，目標信號 ADRV9002輸入為–102 dBm。假設 LTE 5 MHz 為 7.5 dB PAR ADRV9002滿量程的信號和1 dB裕量程，ADRV9002接收器需要5 dB 從最大增益回退，以適應–15 dBm LTE阻塞 信號，ADRV9002 IP3在圖8中增益約為15 dB時為31 dBm。

圖 15.衛(wèi)星接收器阻塞器要求（符合 ETSI RED）。

如圖14所示，寬帶5 MHz LTE阻塞器可以簡化為： IM3估計的雙音方法。每個音調(diào)功率P我ADRV9002輸入時為 –18 分貝。由公式5可知，三階失真功率P我為 –116 dBm，并且 阻塞信號一側的失真功率為阻塞信號的 –98 dBc，即 可以滿足 RED 阻塞要求（–87 dBc 阻塞與所需功率比 –2.5 dB 信噪比最低）。實際上，對于寬帶阻塞，只有一部分三階失真落在所需的信號頻段，因子為10 ×log10 （156 kHz/7.5 MHz），其中 156 kHz 是所需信號帶寬，7.5 MHz 是偏移 從阻塞中心到三階失真，所以有效失真功率在 所需信號頻帶遠小于P我.ADRV9002接收器線性度 有足夠的余量來滿足 RED 規(guī)范。

請注意，這些計算僅考慮了ADRV9002接收器的三階失真。分析表明，ADRV9002接收器線性度很大 滿足 DMR 標準阻塞互調(diào)抑制規(guī)范的裕量 以及 RED 規(guī)范。ADRV9002接收器提供每dB增益和dB 線性權衡，增益越小，IIP3越大，以上裕度越大 阻斷交調(diào)抑制。從系統(tǒng)設計的角度來看， 外部前端LNA線性度可能會限制整個系統(tǒng)的線性度。 這需要仔細設計。

中頻操作和鏡像抑制

在IF操作中，阻塞信號在鏡像頻率（所需頻率—2×IF） 可以在混頻器后下變頻到所需的信號頻段，并且可以 使接收器脫敏。必須刪除或禁止顯示阻止程序圖像 到足夠低的水平以保持接收器性能。圖 16 顯示 在鏡像頻率和抑制要求下的阻塞器。阻塞 在鏡像頻率要求下可以分類為雜散響應 抑制 DMR/TETRA 標準，如圖 2 和圖 3 所示。對于 DMR 70 dBc 雜散響應抑制和 7 dB SNR最低例如，接收器 鏡像抑制需要至少為77 dBc加上額外的裕量。

圖 16.鏡像頻率和抑制的阻斷器。

傳統(tǒng)的中頻操作需要敏銳的RF濾波器（圖4，BPFb）來 在混頻器和/或需要非常之前以鏡像頻率過濾阻塞器 高IF能夠使用實用的外部濾波器（圖4，晶體BPF）來 在第二個混音器之前消除阻塞圖像。

ADRV9002鏡像抑制算法平衡I/Q;因此，阻斷劑 在ADRV9002的數(shù)字部分可以去除鏡像頻率。ADRV9002 在IF模式下為NB信號提供約90 dBc的鏡像抑制?；?之前的計算，這留下了很多裕量來滿足DMR 70 dBc雜散 響應拒絕要求。在此性能水平下，ADRV9002 不 必須需要外部RF BPF（至少在降低外部RF BPF的情況下 要求）進行圖像抑制。如果需要更多圖像抑制 系統(tǒng)，ADRV9002可配置為高中頻模式，以創(chuàng)造最大空間 （~40 MHz）在所需信號和圖像之間;因此，外部BPF 可以在圖像頻率下衰減阻塞信號。ADRV9002提供靈活的變量 IF操作，用戶可以根據(jù)其系統(tǒng)要求配置IF。

LO相位噪聲

由于LO相位噪聲和相互混頻，大阻塞信號可能會降低 接收器靈敏度。失調(diào)頻率下的LO相位噪聲從阻塞信號到 所需通道應足夠低，以便互惠混合組分 接收器不會降低所需頻段所需的信噪比。對于調(diào)制 阻塞器，阻塞器可以在帶寬中心使用 CW 音進行建模 和阻斷器的總功率，以簡化分析。圖 17 顯示了 LO相位噪聲要求模型。相位噪聲要求可以是 由以下等式估算：

圖 17.LO相位噪聲要求模型。

以 DMR 為例（7 dB SNR最低，8 kHz 帶寬），要求 1 MHz 的阻塞程序 為 84 分貝。為滿足標準要求，1 MHz偏移時的LO相位噪聲 應小于 –130 dBc/Hz。

ADRV9002提供集成式RF PLL和VCO，具有更好的相位噪聲 性能（參見ADRV9002數(shù)據(jù)手冊中的相位噪聲圖）。LO階段 對于 470 MHz LO，1 MHz 偏移時的噪聲為 –141.4 dBc/Hz，對于 470 MHz LO 時為 –136.5 dBc/Hz 900兆赫低ADRV9002內(nèi)部LO可以滿足DMR標準 阻斷LO相位噪聲要求。

ADRV9002還為接收器提供外部LO輸入，允許使用 外部更高性能的LO以獲得更高的阻塞性能。

結論

本文介紹了ADRV9002系統(tǒng)如何具有高DR和線性度 設計成功滿足任務關鍵型具有挑戰(zhàn)性的阻塞需求 無線應用。高度集成的平臺覆蓋面廣 的頻段和標準。其最少的 BOM 使其適用于多種用途。

審核編輯：郭婷