如何克服嵌入式電機控制系統(tǒng)中的功耗-散熱挑戰(zhàn)

功耗和散熱是嵌入式電機控制系統(tǒng)開發(fā)人員面臨的持續(xù)挑戰(zhàn)，因為隨著執(zhí)行器在汽車中的部署越來越多、減少發(fā)動機二氧化碳排放的驅動力以及車輛重量的增加，集成度和性能密度不斷提高。

本文以步進電機執(zhí)行器IC為例，對電機控制軟件和硬件環(huán)境提出了許多改進，旨在應對這些挑戰(zhàn)。

在車輛中，電機和執(zhí)行器的應用范圍很廣，從前格柵百葉窗和自適應大燈到車門后視鏡調節(jié)器。電機控制IC顧名思義，控制電動機的性能。這些器件正在不斷發(fā)展，以集成所有必要的功能，例如穩(wěn)壓器、振蕩器、看門狗、閃存、EEPROM、ADC、相電流控制和電機驅動器。這種高集成度可在單個芯片內實現(xiàn)緊湊而智能的執(zhí)行器設計。然而，缺點是集成度和性能密度的所有這些增加都會產生熱量。在空間非常寶貴的嵌入式電機控制系統(tǒng)中，工程師在功耗和熱管理方面正在達到極限。但這一挑戰(zhàn)并非不可戰(zhàn)勝;具體措施可以幫助解決電源散熱問題。

建立熱預算

為了確定熱預算，我們研究了基于TDK-Micronas HVC 4xyzF SDB-I v4.1評估板的步進電機執(zhí)行器，該評估板使用高度集成的電機控制IC（圖1）。該板在結構和尺寸方面與現(xiàn)實生活中的應用相似。

圖1：步進電機執(zhí)行器框圖

操作執(zhí)行器的基本要求是：

最大可能環(huán)境溫度 （TA） 由 IC 中的預期功耗 （PV_IC）、結和環(huán)境之間的熱阻 （RthJA） 以及允許的最高結溫 （TJ） 計算得出。在這里，應考慮IC在電路板上的環(huán)境溫度，即沒有任何外殼，盡管可能存在一個。作為最壞的情況，將應用最大值：

最大 T A =最大 TJ-PV_IC最大值xRth JA最大值

IC中轉換的總功耗由電機驅動器（PMotorDriver）的功耗以及IC的CPU和外圍模塊（PDDP）的功耗組成。

PV_IC最大值=P電機驅動器最大值+P 最大 DDP

電機驅動器損耗由相電流 （IPhase_RMS） 和集成半橋的輸出電阻計算得出。對于兩個電機相位中的每一個，都要考慮高端（RDS（ON）hs）和低邊晶體管（RDS（ON）ls）的電阻。一個PWM調制晶體管的開關損耗是近似值。

psw=1/2 x U x Ix（tr+t f）xfPWM

20 kHz PWM頻率下的開關損耗、開關速度的標準設置和三個PWM調制晶體管由13%的附加功率損耗加法器表示。為簡單起見，我們沒有單獨考慮隨心所欲的損失。作為最壞情況的考慮，電機連續(xù)運行，即有效相電流連續(xù)流動。因此，電機驅動器損耗的計算公式為：

P電機驅動器最大值= 2 x（2 x（IPhase_rmsRDSONhs max.+RDSONls max.））x1.13

CPU和外設的損耗由IC的電流消耗（IDDP）和給定的工作電壓（VBAT）決定。為簡化起見，忽略可能存在的任何極性保護處的壓降，這表示額外的安全裕度。

借助以下數(shù)據(jù)表最大參數(shù)，計算最大功耗：

P最大 DDP=IDDP最大值x 最大 V 蝙蝠

P最大 DDP=0.035Ax16V=0.56W

這使我們能夠計算最大電機損耗：

P電機驅動器最大值= 2 x（2 x（IPhase_rmsRDSONhs max.+RDSONls max.））x1.13

P電機驅動器最大值= 2 x（0.25 2 A 2 x（2.8 Ω + 2.8 Ω））x 1.13 =0.791瓦

反過來，我們可以計算IC中轉換的總功耗：

PV_IC最大值=P電機驅動器最大值+P 最大 DDP

PV_IC最大值=0.791 W+0.56W=1.351W

執(zhí)行器的簡化熱模型（圖2）表明，這僅限于初級熱阻，這應該足以考慮穩(wěn)態(tài)。

圖 2：TDK HVC 4xyzF SDB-I v4.1 評估板的簡化熱模型

起點是類似于圓形評估板的電路板，由 FR4 材料制成;它厚1.6毫米，直徑40毫米。它有兩個信號層，一個 35 μm 銅層、一個 3 x 3 熱通孔陣列和一個位于 ePad 下方底部的銅表面，其面積約為 0.75 cm2。

該電路板的最大RthJA約為32 K/W。因此， 我們可以計算電路板的最大可能環(huán)境溫度。

最大 T A =最大 TJ-PV_IC最大值xRth JA最大值

最大 T A =150°C-（1.351瓦× 32K/瓦） =106.8°C

通常， 電路板和電機緊密地放置在外殼中。因此，要計算外殼內的溫度，還必須考慮電機的功耗。我們使用的塑料外殼，測量的熱阻（RthAH）為11 K/W。

電機損耗（PMotor）僅通過銅損來描述，銅損構成了大部分損耗，以保持簡單。假設電機相位的電阻 RPhase 為 12 Ω。因此，我們可以計算電機的功耗。

PV_電機= 2x（IPhase_rms 2 xRPh酶）

PV_電機= 2 x（0.2502一個阿拉伯數(shù)字x12Ω）= 1.5 W

有了這些信息，我們就可以計算外殼中的總功耗（Ptot）。

Ptot=PV_ICmax.+PV_電機=1.351 W+1.5 W=2.851 W

因此，執(zhí)行器外殼上的溫度梯度（ΔT）由下式決定：

?TAH=PtotWxRTHAHK/W

?TAH= 2.851Wx11K/W=31，36千米

如果將此溫度梯度添加到執(zhí)行器的最大指定環(huán)境溫度（85°C）中，則內部外殼溫度為116.4°C。

之前計算的電路板的最高允許環(huán)境溫度（106.8°C）與現(xiàn)在已確定的外殼內部溫度（116.4°C）之間存在10 K的差距。因此，需要采取適當行動來彌合這一差距。

僅在需要時使用

降低功耗的最有效方法是完全不讓它發(fā)生。因此，所有外設模塊應僅在需要時處于活動狀態(tài)。到目前為止，評估板中最重要的功耗是ADC（8 mA）、BEMF比較器（1.3 mA）和增強型PWM（1.1 mA）。

當電機運行時，即使在停留期間，BEMFC和EPWM也必須處于活動狀態(tài)，以產生保持力。相比之下，ADC并不總是必需的，由于它是最大的功耗，因此可以通過“按需”操作實現(xiàn)顯著的節(jié)省。

在我們的步進電機應用中，ADC測量反電動勢電壓，以識別過載和與之相關的步進損失。假設速度為每秒1000個完整步，則ADC每秒或每毫秒激活1000次。轉換時間為1 μs，每個事件使用8次順序轉換，并考慮預熱和同步時間，使ADC總活動時間為每整步20 μs。

因此，平均活動時間（TA）可以按如下方式計算。

T A=T開/T周期=20 μs/1000 μs= 0.02

由此，我們可以計算出ADC的平均電流消耗（IADC_av）。

IADCav.= 8 mA×0.02=0.16mA

因此，模塊的電流消耗可以降低7.84 mA，相當于功耗降低7.84 mA×16 V = 125.4 mW。

優(yōu)化時鐘速度

在嵌入式執(zhí)行器中，軟件通常是事件控制的，其中動作由中斷觸發(fā)。CPU 主要參與后臺任務和等待新事件。這些事件可以是內部事件（如定時器中斷）或外部事件（如過壓或欠壓中斷）。

在非時間關鍵型后臺任務期間動態(tài)減慢 CPU 時鐘速度可降低電流消耗。一旦出現(xiàn)中斷，CPU可以自動切換到最大時鐘速度，并且可以以最大速度處理中斷服務例程。在中斷服務例程結束時，軟件切換回較低的時鐘速度。

對于典型的步進電機軟件，CPU 平均花費 40% 的時間執(zhí)行中斷服務例程。這意味著 60% 的時間都花在處理后臺任務上;在此期間減慢時鐘速度將顯著降低電流消耗。

一個很好的折衷方案是為后臺任務選擇 5 MHz 的 CPU 時鐘速度。最大時鐘速度的四分之一（20 MHz）可節(jié)省38%的電流（圖4）。因此，總電流消耗（不含電機驅動器）降低了60%，×38%=22.8%。

圖 4：TDK HVC 4223F MCU 標準化為 20 MHz 的電流消耗。該行表示當前節(jié)省。

HVC 4223F MCU 在所有外圍模塊關閉的情況下（其中 fYS = fCPU = 20 MHz）的典型電流消耗為 15 mA。因此，可以節(jié)省15 mA×22.8% = 3.42 mA。這種節(jié)省相當于功耗降低3.42mA×16V = 54.72 mW。

降低開關損耗

電機驅動器中的開關損耗由電壓、電流和開關時間引起。由于外部要求決定了電壓和電流，因此只能改變開關時間。在這里，我們可以分三個階段設置開關速度。在最快的設置下，與最慢的設置相比，切換時間可以減少一半以上。計算出將開關損耗加法器從電機驅動器損耗的13%降低到5%。

P電機驅動器最大值= 2 x（2 x（IPhase_rmsRDSONhs max.+RDSONls max.））x1.05

P電機驅動器最大值= 2 × （0.2502A2×（2.8 Ω + 2.8 Ω））×1.05 =0.735W

由于最初的功耗計算為0.791 W，這相當于功耗降低了56 mW。但是，請注意，必須仔細考慮電磁兼容性，因為這種分期技術可能會影響個別情況。

印刷電路板優(yōu)化

QFN 封裝底部的 ePad垂直獲取主熱流。熱量必須從芯片下方傳導， 通過電路板到 PCB 的底層。因此，必須使底層的銅表面盡可能大，以保證水平分布和有效散熱。

由于標準過孔存在焊料流出的風險，我們建議用樹脂填充并用銅覆蓋它們。我們還建議通過數(shù)組使用 4×4 或 5×5。再多也只會導致熱阻略有降低（圖 6）。如果對機械穩(wěn)定性的要求允許， 還可以減小電路板的厚度， 因為垂直方向的熱阻與電路板厚度成正比。

圖 6：通過 2×2 標準化過孔的 Rth

通過最大化連接到ePad的接地層，可以進一步改善散熱。通過布局優(yōu)化，銅表面可以翻倍至約1.5 cm2，從而將熱阻降低2 K/W.與熱阻為32 K/W的原始兩層電路板相比，這些優(yōu)化將其降低到26 K/W。

如果成本不是問題，您可以使用四層電路板，通過將 ePad 連接到額外的內層接地層，將熱阻降低到 20 K/W。

將外層的銅層厚度加倍至 70 μm 也更便宜，但效果較差， 這使得該電路板上的銅層厚度減少了 1 到 2 K/W.但是，如果您決定采用此選項，請在早期階段這樣做，因為較厚的銅層會影響信號層的布局。這是因為當銅厚度加倍時，最小軌道寬度和距離必須幾乎翻倍。

最大凈空

通過優(yōu)化軟件，IC的功耗可降低238.1 mW。電路板上的優(yōu)化措施將熱阻 （RthJA） 降低了 6 K/W。有了這些新數(shù)字， 我們可以重新計算電路板允許的最高環(huán)境溫度。

最大 T A =150°C-（1.351 W-0.2381W） ×（32-6）K/W=121.0°C

通過簡單且具有成本效益的措施，與電路板最初允許的最高環(huán)境溫度 106.8°C 相比，可以實現(xiàn) 14.2 K 的改進。

功耗降低后沿外殼的溫度梯度的新計算結果為：

?TAH=2.851寬-0.2381寬 x 11K/W=28.74千米

與初始溫度梯度 31.36 K 相比，這相當于提高了 2.62 K。加上執(zhí)行器所需的最高環(huán)境溫度 （85°C），新的內部外殼溫度為 113.7°C。 這縮小了差距，具有 7.3 K 的舒適動態(tài)余量。

結論

對軟件和電路板進行經濟高效的優(yōu)化可以提高應用的熱預算，并為嵌入式電機控制系統(tǒng)的開發(fā)人員提供充足的余量。重要的是，這些改進可以在任何嵌入式電機控制系統(tǒng)上實現(xiàn)。

TDK-Micronas HVC 柔性伺服驅動器系列能夠以經濟高效的方式開發(fā)高性能和緊湊型嵌入式電機控制系統(tǒng)。它們由 32 位 CPU （ARM Cortex-M3） 提供支持，解決了功耗散熱挑戰(zhàn)。除了我們在計算中使用的兩相雙極步進電機外，集成了所有必要功能的微控制器同樣適用于最多三相的無刷直流 （BLDC） 電機和有刷直流 （BDC） 電機。

審核編輯：郭婷