基于提升開(kāi)關(guān)頻率的典型VSI電路拓?fù)浼夹g(shù)

文所述超高速電機(jī)（ultra-high-speed motor，UhsM）是指轉(zhuǎn)速超過(guò)100 000 r/min 或者難度值（轉(zhuǎn)速×功率的平方根）超過(guò)5×105的電機(jī)，其在20 世紀(jì)30 年代最早應(yīng)用于離心機(jī)中，瑞典烏普薩拉大學(xué)Svedberg 教授在1937 年將其轉(zhuǎn)速首次提高到160 000 r/min。UhsM 具有體積小、效率高、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)，目前正廣泛應(yīng)用于燃料電池空壓機(jī)、電動(dòng)渦輪增壓器等車(chē)用場(chǎng)合，圖1 展示了與國(guó)內(nèi)外主流的車(chē)用常速主驅(qū)電機(jī)和輔驅(qū)電機(jī)的轉(zhuǎn)速、功率對(duì)比。

圖1 車(chē)用電機(jī)的發(fā)展趨勢(shì)

有刷直流電機(jī)中的換向器會(huì)產(chǎn)生額外的摩擦，限制了其高轉(zhuǎn)速應(yīng)用；感應(yīng)電機(jī)和開(kāi)關(guān)磁阻電機(jī)的磁通密度會(huì)隨著電機(jī)體積的減小而減小。因此為了同時(shí)滿(mǎn)足高速化和小型化的需求，常用的車(chē)用UhsM 只有無(wú)刷直流電機(jī)（brushless direct current motor，BLDC）和永磁同步電機(jī)（permanent magnet synchronous motor，PMSM）兩種。車(chē)用超高速永磁電機(jī)（ultra-high-speed permanent motor，UhsPM）的驅(qū)動(dòng)控制技術(shù)仍遵循基本的電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制原理，但高速化后其固有特性使得控制更加困難。

（1）電路拓?fù)洌很?chē)用UhsPM 的電感非常小，一般為幾～幾十μH 級(jí)，這會(huì)導(dǎo)致同等開(kāi)關(guān)周期下定子電流諧波變大，從而使得電機(jī)的損耗和發(fā)熱嚴(yán)重，因此傳統(tǒng)的電路拓?fù)浞桨敢巡辉龠m用。

（2）電壓調(diào)制策略：為了保證合適的載波比，車(chē)用UhsPM 的高基頻伴隨著功率開(kāi)關(guān)的高頻化，匹配的控制芯片的采樣和運(yùn)算頻率也應(yīng)提升，以減小控制延時(shí)和離散化誤差。然而電機(jī)主控芯片受到計(jì)算能力和成本因素制約，因此針對(duì)不同的電機(jī)類(lèi)型，應(yīng)匹配合適的電壓調(diào)制策略。

（3）無(wú)位置傳感器控制：永磁電機(jī)須對(duì)轉(zhuǎn)子位置信息進(jìn)行電流控制，而常規(guī)的機(jī)械式位置傳感器在高速工況精度變差、可靠性降低，且在小體積車(chē)用UhsPM 中安裝空間受限，所以無(wú)位置傳感器控制是研究重點(diǎn)。

圖2 展示了車(chē)用UhsPM 的特性、難點(diǎn)和對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)控制技術(shù)解決方案。本文將依次討論其電路拓?fù)?、電壓調(diào)制策略和無(wú)位置傳感器控制技術(shù)，并通過(guò)將該領(lǐng)域研究成果進(jìn)行分類(lèi)、對(duì)比，梳理出其發(fā)展演變思路和優(yōu)化進(jìn)程，最后進(jìn)行了展望。

圖2 車(chē)用UhsPM的特性、難點(diǎn)和解決方案

1 車(chē)用超高速永磁電機(jī)系統(tǒng)電路拓?fù)?

電壓源逆變器（voltage source inverter，VSI）常用于為車(chē)載永磁電機(jī)提供所需交流電，而電流源逆變器（current source inverter，CSI）由于具備較好的短路保護(hù)能力，也逐漸開(kāi)始應(yīng)用。車(chē)用UhsPM 系統(tǒng)基于不同逆變器類(lèi)型，電路拓?fù)湟簿哂卸鄻有浴?/p>

1.1 典型VSI電路拓?fù)?/p>

典型VSI 電路拓?fù)漤毐ＷC逆變器開(kāi)關(guān)頻率比電機(jī)基頻高出一個(gè)數(shù)量級(jí)來(lái)抑制逆變器開(kāi)關(guān)斬波引起的定子電流諧波。對(duì)于基頻1.67 kHz 的超高速無(wú)軸承永磁電機(jī)，F(xiàn)u 等將開(kāi)關(guān)頻率40 kHz 的Sic-MOSFET用于典型VSI電路拓?fù)?，但系統(tǒng)的最高效率只有94.3%，這是因?yàn)楦哳l開(kāi)關(guān)損耗導(dǎo)致逆變器的效率也在降低。

在逆變器輸出側(cè)增加無(wú)源濾波元件也能很好地抑制電流諧波，如串聯(lián)外部電感來(lái)增大定子繞組等效電感。趙仁德等選擇串聯(lián)LC濾波電路，但這使電機(jī)控制系統(tǒng)變?yōu)? 階系統(tǒng)，控制更加復(fù)雜，須結(jié)合其它諧波抑制方法使用，如低頻電壓畸變補(bǔ)償方法。增加無(wú)源濾波元件后雖然不需要太高的開(kāi)關(guān)頻率，但也會(huì)增加系統(tǒng)的體積和成本，且濾波元件的發(fā)熱損耗會(huì)降低系統(tǒng)的整體效率。

總的典型VSI 電路拓?fù)淙鐖D3 所示。針對(duì)轉(zhuǎn)速超過(guò)100 000 r/min 的驅(qū)動(dòng)燃料電池空壓機(jī)的超高速PMSM，目前國(guó)內(nèi)外主流企業(yè)較多選擇高頻Sic-MOSFET 方案，如瑞士的Celeroton 和國(guó)內(nèi)的致瞻科技、金士頓等。

圖3 典型VSI電路拓?fù)?/p>

1.2 兩級(jí)式VSI電路拓?fù)?/p>

兩級(jí)式VSI 電路拓?fù)洌▓D4）通過(guò)前級(jí)DCDC 變換器提供可控直流電壓，VSI 可以工作在電機(jī)基頻，避免逆變器開(kāi)關(guān)斬波產(chǎn)生的電流諧波，同時(shí)降低開(kāi)關(guān)損耗。

圖4 兩級(jí)式VSI電路拓?fù)?/p>

前級(jí)Buck電路型VSI電路拓?fù)淇梢越o逆變器提供一個(gè)穩(wěn)定的、應(yīng)控制要求改變的直流母線(xiàn)電壓，而由于燃料電池伏安特性比較軟，隨著負(fù)載加大，輸出電壓下降明顯，這種拓?fù)浞浅＿m用。另外前級(jí)Boost 電路型電路拓?fù)淇捎糜谥绷髂妇€(xiàn)電壓較低的場(chǎng)合；前級(jí)Buck-Boost 型電路拓?fù)淇赏ㄟ^(guò)將逆變器工作模式變?yōu)?a target="_blank">同步整流器，使電機(jī)工作于制動(dòng)能量再生模式，這非常適用于集成能量回收功能的混合動(dòng)力汽車(chē)電動(dòng)渦輪增壓器。

兩級(jí)式VSI 電路拓?fù)淠苡行б种齐娏髦C波，可用于母線(xiàn)電壓波動(dòng)較大的燃料電池空壓機(jī)，也可用于母線(xiàn)電壓較為固定的電動(dòng)渦輪增壓器；由于需要同時(shí)控制逆變器和DCDC 變換器，控制結(jié)構(gòu)和算法都較為復(fù)雜。

1.3 多電平VSI電路拓?fù)?/p>

與雙電平VSI 相比，多電平VSI 輸出電壓更高，諧波抑制效果更好，可滿(mǎn)足高壓、高功率需求，是目前適用于車(chē)用UhsPM的新型電路拓?fù)洹?/p>

在寬輸入電壓范圍、低電壓?jiǎn)?dòng)要求的燃料電池空壓機(jī)的場(chǎng)合，Antivachis等［提出在轉(zhuǎn)速220 000 r/min 的開(kāi)繞組超高速PMSM 兩端串聯(lián)兩個(gè)分別工作在高開(kāi)關(guān)頻率和電機(jī)基頻的VSI電路拓?fù)?，如圖5所示，可以直接將電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)與燃料電池相連而不需要DCDC 變換器。這種電路拓?fù)淇僧a(chǎn)生三電平電壓輸出，且最大電壓矢量幅值是標(biāo)準(zhǔn)VSI 電壓矢量的兩倍，因此可以將直流母線(xiàn)電壓減半，進(jìn)而減少開(kāi)關(guān)應(yīng)力和開(kāi)關(guān)損耗，不過(guò)產(chǎn)生的零序電流將增加電機(jī)損耗。利用耦合電感器將兩個(gè)工作于電機(jī)基頻的VSI并聯(lián)組成12電平的模塊化電路拓?fù)湟材芴嵘姍C(jī)相電壓質(zhì)量。

圖5 適用于開(kāi)繞組UhsPM的多電平VSI電路拓?fù)?/p>

多電平VSI 電路拓?fù)渲C波抑制效果好，且開(kāi)關(guān)頻率低，但是其硬件電路和控制策略都更加復(fù)雜，且技術(shù)難度大，可靠性降低，目前應(yīng)用較少。

1.4 兩級(jí)式CSI電路拓?fù)?/p>

典型CSI 電路拓?fù)湓谀孀兤髦绷鱾?cè)串接大電感，以實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能和短路限流，同時(shí)在輸出端并聯(lián)解耦電容，以抑制高頻電流紋波。不過(guò)這些無(wú)源器件降低了系統(tǒng)的功率密度和效率，因此對(duì)于高度小型化的車(chē)用UhsPM，需要進(jìn)行改進(jìn)。

王曉琳等提出混合型兩級(jí)式CSI 電路拓?fù)溆糜谵D(zhuǎn)速550 000 r/min 的超高速PMSM，前級(jí)為引入寬禁帶器件的Buck 電路，調(diào)節(jié)定子電流幅值，后級(jí)開(kāi)關(guān)器件只需工作在電機(jī)基頻來(lái)調(diào)節(jié)定子電流相位，如圖6 所示。不過(guò)解耦電容與電機(jī)電感易形成LC 諧振，導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)，須設(shè)計(jì)額外的諧振抑制策略。在此基礎(chǔ)上，準(zhǔn)CSI 電路拓?fù)渫ㄟ^(guò)在逆變橋與Buck 電路之間添加旁路二極管，以避免逆變器功率開(kāi)關(guān)換流產(chǎn)生的電流尖峰，進(jìn)而消除解耦電容和提升系統(tǒng)效率。

圖6 兩級(jí)式CSI電路拓?fù)?/p>

兩級(jí)式CSI 電路拓?fù)淠鼙ＷC逆變器開(kāi)關(guān)頻率為電機(jī)基頻，從而減少開(kāi)關(guān)損耗，輸出電壓波形好，但控制也較為復(fù)雜。且CSI 電路拓?fù)錇楸ＷC功率開(kāi)關(guān)反向電壓阻斷能力，往往在支路中串聯(lián)功率二極管，導(dǎo)致導(dǎo)通損耗增加。

2 車(chē)用超高速永磁電機(jī)電壓調(diào)制策略

車(chē)用UhsPM 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的電壓調(diào)制策略的選擇對(duì)電機(jī)和逆變器的損耗有著極其重要的影響，因此針對(duì)不同的電路拓?fù)洌毱ヅ洳煌碾妷赫{(diào)制策略。

2.1 脈沖幅值調(diào)制

脈沖幅值調(diào)制（pulse amplitude modulation，PAM）一般在前級(jí)Buck 電路型兩級(jí)式電路拓?fù)渲袑?shí)現(xiàn)，通過(guò)調(diào)節(jié)Buck 電路功率開(kāi)關(guān)的占空比來(lái)調(diào)節(jié)直流母線(xiàn)電壓的幅值，進(jìn)而調(diào)節(jié)母線(xiàn)電流，最終調(diào)節(jié)電機(jī)相電流和電機(jī)轉(zhuǎn)速，后級(jí)逆變電路開(kāi)關(guān)頻率為電機(jī)基頻完成方波調(diào)制。

PAM 較多采用轉(zhuǎn)速和直流母線(xiàn)電流的多環(huán)反饋控制策略，其控制框圖如圖7 所示。將轉(zhuǎn)速環(huán)輸出設(shè)定為母線(xiàn)電流參考值，通過(guò)電流環(huán)控制器生成前級(jí)Buck 電路開(kāi)關(guān)占空比。在超高速BLDC 中，為了提高響應(yīng)速度還可構(gòu)建轉(zhuǎn)矩閉環(huán)，不過(guò)這需要3-4 個(gè)電流傳感器，以實(shí)現(xiàn)三相電流的實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，硬件成本較高。張前采用基于單電流傳感器的三相電流重構(gòu)策略?xún)H需1 個(gè)電流傳感器，但電機(jī)在高速時(shí)由于換向點(diǎn)滯后出現(xiàn)非導(dǎo)通相續(xù)流問(wèn)題，可通過(guò)超前補(bǔ)償換向方法解決。

圖7 PAM控制框圖

PAM 調(diào)制時(shí)超高速BLDC 相關(guān)仿真波形如圖8所示，可見(jiàn)電流諧波抑制效果顯著，電流換向時(shí)間縮短，電機(jī)穩(wěn)態(tài)性能提升。

圖8 PAM調(diào)制時(shí)超高速BLDC的相電流、相電壓仿真波形

2.2 脈沖寬度調(diào)制

脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）主要應(yīng)用于基于典型VSI電路拓?fù)涞某咚貾MSM，且多采用空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM），原因是其具有易于數(shù)字控制器實(shí)現(xiàn)、母線(xiàn)電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)。

Kim等指出當(dāng)超高速PMSM轉(zhuǎn)速超過(guò)50 000 r/min 時(shí)，鐵損變得不可忽略，須重構(gòu)考慮鐵損的電機(jī)模型用于矢量控制。為保證電機(jī)高轉(zhuǎn)速運(yùn)行，需要進(jìn)行弱磁控制。適用于圖5 所示的三電平電路拓?fù)涞慕粨Q子六邊形中心PWM 調(diào)制策略可以將諧波電壓降低一半。Li 等提出的最優(yōu)PWM 調(diào)制策略可以保證整個(gè)調(diào)制指數(shù)范圍內(nèi)的諧波畸變率最小，不過(guò)其母線(xiàn)電壓利用率略低于SVPWM策略。

Schwager 等對(duì)PWM 和PAM 調(diào)制策略應(yīng)用于50 000-200 000 r/min 車(chē)用UhsPM 的損耗進(jìn)行了對(duì)比?？偟膩?lái)說(shuō)，在PWM 和PAM 兩種調(diào)制策略下，隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的升高，電機(jī)本身的損耗也增加。采用PWM 調(diào)制時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率越高，諧波抑制效果越好，電機(jī)損耗越低，但是相應(yīng)的逆變器損耗也變高；采用PAM 調(diào)制時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率保持在電機(jī)基頻，逆變器損耗較低。

2.3 混合調(diào)制

不同的調(diào)制策略在電機(jī)不同轉(zhuǎn)速范圍性能表現(xiàn)各異，因此為保證車(chē)用UhsPM 寬轉(zhuǎn)速范圍的調(diào)速能力，一些學(xué)者也在研究混合調(diào)制。

在電機(jī)啟動(dòng)階段和低速運(yùn)行時(shí)，采用SVPWM調(diào)制策略可改善啟動(dòng)性能；當(dāng)轉(zhuǎn)速升高到反電動(dòng)勢(shì)足夠抵消直流母線(xiàn)電壓時(shí)，采用PAM 控制得到可調(diào)的直流母線(xiàn)電壓。因此常用的混合調(diào)制策略為：低速SVPWM+高速PAM。雖然低速SVPWM+高速方波調(diào)制也能滿(mǎn)足全速域的調(diào)速能力，但是方波調(diào)制時(shí)電流諧波較大，使得UhsPM 損耗較大，系統(tǒng)整體效率降低。由于SVPWM 需要電周期內(nèi)連續(xù)的位置信息，而PAM 調(diào)制和方波調(diào)制只需6 個(gè)換向時(shí)刻的位置信息，因此采用混合調(diào)制策略時(shí)適用于電機(jī)全速域的位置估計(jì)方法須兼顧統(tǒng)一性和差異性。

混合調(diào)制雖能保證全速域的良好性能，但是不同調(diào)制策略需要不同的開(kāi)關(guān)頻率使得硬件上挑戰(zhàn)升級(jí)；策略切換將導(dǎo)致電壓和電流的劇烈抖動(dòng)。表1對(duì)不同電壓調(diào)制策略進(jìn)行了對(duì)比。

表1 車(chē)用UhsPM 電壓調(diào)制策略對(duì)比

3 車(chē)用超高速永磁電機(jī)無(wú)位置傳感器控制

盡管?chē)?guó)內(nèi)外很多學(xué)者對(duì)永磁電機(jī)無(wú)位置傳感器控制進(jìn)行了深入研究，但是只有少數(shù)研究成果在超高速領(lǐng)域得到了驗(yàn)證。目前常用方法的分類(lèi)如圖9所示。

圖9 車(chē)用UhsPM無(wú)位置傳感器控制技術(shù)分類(lèi)

3.1 反電動(dòng)勢(shì)直接法

針對(duì)超高速BLDC，檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)可實(shí)現(xiàn)換向過(guò)程。針對(duì)超高速PMSM，反電動(dòng)勢(shì)信號(hào)中包含著位置信號(hào)，因此可通過(guò)觀測(cè)器設(shè)計(jì)得到準(zhǔn)確的反電動(dòng)勢(shì)信號(hào)。

3.1.1 反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)

超高速BLDC 非導(dǎo)通相的反電動(dòng)勢(shì)信號(hào)過(guò)零點(diǎn)30°相位滯后為電流換向點(diǎn)，電流換向過(guò)程如圖10所示。當(dāng)非導(dǎo)通相端電壓達(dá)到母線(xiàn)電壓的一半時(shí)，可以判斷其反電動(dòng)勢(shì)發(fā)生過(guò)零點(diǎn)。

圖10 反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)及電流換向過(guò)程

該方案需要低通濾波器和分壓電路，以濾除端電壓所受干，但低通濾波器帶來(lái)的相位滯后、定子電阻和分壓電路帶來(lái)的電壓降難免帶來(lái)?yè)Q向誤差。文獻(xiàn)［44］中提出基于換向前后電流幅值變化的G 函數(shù)換向閾值閉環(huán)校正可實(shí)現(xiàn)電機(jī)高速時(shí)的精確換向，Li 等采用線(xiàn)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)能直接得到換向瞬間，并通過(guò)兩級(jí)式換向誤差補(bǔ)償法保證全速域的高可靠性。電機(jī)快速加減速瞬間的換向位置尋優(yōu)、換向區(qū)的過(guò)零點(diǎn)屏蔽和電壓峰值脈沖導(dǎo)致的偽過(guò)零點(diǎn)辨別也是研究熱點(diǎn)。

3.1.2 反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)法

反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)法一般用于超高速PMSM 的位置估計(jì)，式（1）是α-β坐標(biāo)系下的反電動(dòng)勢(shì)表達(dá)式，通過(guò)式（2）的反正切計(jì)算即可得到轉(zhuǎn)子位置信息。

式中：φf(shuō)為永磁磁鏈；ωe為電角速度。

與滑膜觀測(cè)器［47］相比，采用龍貝格觀測(cè)器［14］來(lái)觀測(cè)超高速隱極式PMSM 的反電動(dòng)勢(shì)得到位置估計(jì)誤差較小，這是因?yàn)槟孀兤鞣蔷€(xiàn)性和永磁氣隙會(huì)造成滑膜觀測(cè)的反電動(dòng)勢(shì)中有較大的諧波分量［48］，因此Song 等［37］將滑膜估計(jì)的反電動(dòng)勢(shì)通過(guò)同步頻率濾波器（synchronic frequency filter，SFF）濾除諧波分量得到基波，再經(jīng)正交鎖相環(huán)處理得到穩(wěn)態(tài)位置估計(jì)誤差僅1.08°。凸極式超高速PMSM 的反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)法一般基于擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)［34，49］。

反電動(dòng)勢(shì)與電機(jī)轉(zhuǎn)速成正比，因此電機(jī)低速情況下反電動(dòng)勢(shì)直接法位置估計(jì)誤差較大。反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)需要電機(jī)中性點(diǎn)才能得到非導(dǎo)通相的端電壓，目前出于成本考慮電機(jī)廠較少提供電機(jī)中性點(diǎn)；反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)法對(duì)電機(jī)參數(shù)變化較敏感，同時(shí)高基頻特性對(duì)其控制時(shí)序有嚴(yán)格要求，如圖11所示。

圖11 超高速PMSM的控制時(shí)序

3.2 反電動(dòng)勢(shì)間接法

基于反電動(dòng)勢(shì)的間接方法不直接檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)，而是通過(guò)相應(yīng)處理得到轉(zhuǎn)子位置信息，一般用于超高速BLDC。

3.2.1 三次諧波反電動(dòng)勢(shì)法

將星型接法的3 個(gè)同阻值的電阻連接在逆變器和超高速BLDC 之間，可以得到虛擬中性點(diǎn)S，如圖12 所示，S 和電機(jī)中性點(diǎn)N 之間的電壓USN可以用來(lái)檢測(cè)轉(zhuǎn)子位置信息，如式（3）所示。

圖12 超高速BLDC驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)示意圖

通過(guò)提取三次諧波反電動(dòng)勢(shì)E3，可以得到和反電動(dòng)勢(shì)同頻率的過(guò)零點(diǎn)，因此理論上通過(guò)檢測(cè)USN的過(guò)零點(diǎn)，滯后30°即可得到換向點(diǎn)。但是在高速域較寬的電壓脈沖使得電流換向明顯滯后，Shen 等提出的可控超前換向法可以很好地解決這個(gè)問(wèn)題。由于E3在電機(jī)低速時(shí)也能檢測(cè)到，這種方法可以帶來(lái)良好的啟動(dòng)性能。

將三次諧波電壓積分可以得到三次諧波磁鏈λ3，而λ3的過(guò)零點(diǎn)正好發(fā)生在每個(gè)電流換向瞬間，不用過(guò)零點(diǎn)相位滯后操作即可完成換向過(guò)程，不過(guò)積分導(dǎo)致的嚴(yán)重位置誤差需要妥善處理。超高速BLDC的相關(guān)仿真波形如圖13所示。

圖13 超高速BLDC反電動(dòng)勢(shì)、USN與λ3仿真結(jié)果

3.2.2 虛擬三次諧波反電動(dòng)勢(shì)法

直流母線(xiàn)的中點(diǎn)電壓點(diǎn)M 和S 之間的電壓USM的頻率也是電機(jī)基頻的3 倍，且幅值比USN更大，更容易檢測(cè)。若不考慮換向?qū)е碌碾妷好}沖過(guò)零點(diǎn)，USM和三次諧波反電動(dòng)勢(shì)的過(guò)零點(diǎn)是一致的，因此這種方法稱(chēng)為虛擬三次諧波反電動(dòng)勢(shì)法，但是也須設(shè)計(jì)信號(hào)處理電路，以濾除高頻噪聲。為了提高控制精度，文獻(xiàn)［38］中通過(guò)SFF 提取USM的基波，基于2 階廣義積分器生成反電動(dòng)勢(shì)，最后引入正交鎖相環(huán)獲取轉(zhuǎn)子位置信息誤差僅為1°。

這種方法在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期只提供了6 個(gè)轉(zhuǎn)子位置點(diǎn)，這對(duì)于超高速PMSM 的控制是完全不夠的。因此文獻(xiàn)［53］中提出一種基于N等分鎖相環(huán)的方法，通過(guò)虛擬三次諧波反電動(dòng)勢(shì)的正負(fù)過(guò)零點(diǎn)生成虛擬Hall 信號(hào)，并在一個(gè)電周期將其N(xiāo)等分，通過(guò)DSP進(jìn)行等分計(jì)數(shù)即可獲得精確的位置。

反電動(dòng)勢(shì)間接法適用于低速-高速的全速域，但是不同負(fù)載條件、工作溫度變化等非理想因素會(huì)導(dǎo)致固有換向誤差，須進(jìn)行額外的換向補(bǔ)償。

3.3 定子磁鏈估計(jì)法

將反電動(dòng)勢(shì)積分得到的磁鏈信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)延時(shí)90°，恰好得到超高速BLDC 的電流換向瞬間。超高速PMSM 在α-β坐標(biāo)系下的磁鏈觀測(cè)方程如式（4）所示，其中us和is分別是定子電壓和電流矢量，Rs和L分別為定子電阻和電感。通過(guò)反正切計(jì)算可得到轉(zhuǎn)子位置，如式（5）所示。

Tanaka等采用全通濾波器和帶通濾波器結(jié)合的方式進(jìn)行磁鏈估計(jì)，能夠?qū)崿F(xiàn)5°以?xún)?nèi)的瞬態(tài)位置估計(jì)誤差。但基于α-β坐標(biāo)系的磁鏈估計(jì)在高速階段存在離散誤差，所以文獻(xiàn)［55］中將這種方法用于估計(jì)的旋轉(zhuǎn)d-q軸坐標(biāo)系（γ-坐標(biāo)系），實(shí)現(xiàn)在連續(xù)時(shí)域內(nèi)的精確位置估計(jì)。除此之外，基于擴(kuò)展磁鏈進(jìn)行位置估計(jì)能很好地應(yīng)用于凸極式超高速PMSM。

定子磁鏈估計(jì)法也適用于低速-高速的全速域，但是受逆變器非線(xiàn)性和磁場(chǎng)空間諧波影響較大。擴(kuò)展磁鏈法可以實(shí)現(xiàn)電流環(huán)設(shè)計(jì)的解耦，在低速時(shí)比其它方法更加可靠。

3.4 高頻注入法

以上方法都是基于電機(jī)的數(shù)學(xué)模型，受模型精度影響較大，因此基于電機(jī)凸極效應(yīng)的高頻注入法也被一些學(xué)者青睞。

許波等在超高速PMSM 的d軸注入高頻正弦電壓信號(hào)，通過(guò)對(duì)q軸高頻電流響應(yīng)進(jìn)行幅值調(diào)制和低通濾波，在電機(jī)額定轉(zhuǎn)速6%的低速域內(nèi)得到精確的位置信息。不過(guò)軟件高頻注入會(huì)增加芯片的計(jì)算負(fù)擔(dān)。Tüysüz等［58］采用全硬件方式在超高速永磁電機(jī)中性點(diǎn)和某相端子間注入高頻正弦電流信號(hào)，通過(guò)檢測(cè)另外兩相間的差分電壓信號(hào)，并經(jīng)過(guò)帶通濾波和矩形波幅值解調(diào)得到平均誤差2.3°的轉(zhuǎn)子位置信息，這種方法也適用于凸極率較低的無(wú)槽電機(jī)，但是全硬件方式實(shí)現(xiàn)起來(lái)較為復(fù)雜。

高頻注入法多用于電機(jī)零速和極低速運(yùn)行時(shí)的位置估計(jì)，在電機(jī)高速運(yùn)行時(shí)，電機(jī)的基頻電流和高頻響應(yīng)電流會(huì)出現(xiàn)混雜，影響控制穩(wěn)定性。實(shí)際上對(duì)于驅(qū)動(dòng)燃料電池空壓機(jī)和電動(dòng)渦輪增壓器的超高速PMSM，一般最低工作轉(zhuǎn)速為30 000 r/min，低速域用簡(jiǎn)單的開(kāi)環(huán)控制即可，如I/F 控制和V/F 控制等。表2對(duì)車(chē)用UhsPM 無(wú)位置傳感器控制技術(shù)進(jìn)行了總結(jié)。

表2 車(chē)用UhsPM 無(wú)位置傳感器控制技術(shù)總結(jié)

4 總結(jié)與展望

針對(duì)超高速BLDC，目前多采用PAM 調(diào)制的前級(jí)DCDC 型兩級(jí)式電路拓?fù)?，反電?dòng)勢(shì)間接法用于無(wú)位置傳感器控制是其研究熱點(diǎn)；針對(duì)超高速PMSM，目前多采用基于提升開(kāi)關(guān)頻率的典型VSI電路拓?fù)洌琒VPWM 仍然是其主流調(diào)制策略，且反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)和定子磁鏈估計(jì)都能達(dá)到很好的無(wú)位置傳感器控制效果。為提高車(chē)用UhsPM 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率和功率密度，對(duì)其控制技術(shù)展望如下。

（1）電路拓?fù)?a target="_blank">元器件的升級(jí)

隨著基頻的提高，為保證合適的載波比，應(yīng)進(jìn)一步提升開(kāi)關(guān)器件的頻率，而應(yīng)用GaN 等尖端功率半導(dǎo)體技術(shù)不僅能滿(mǎn)足高開(kāi)關(guān)頻率的要求，還能減小無(wú)源器件的體積和成本。同時(shí)高開(kāi)關(guān)損耗和高電磁干擾的研究以及電路拓?fù)涞恼w集成化設(shè)計(jì)也是重點(diǎn)。

（2）控制策略的優(yōu)化

電機(jī)低速時(shí)的高性能無(wú)位置傳感器控制目前還是一大難點(diǎn)?？紤]成本、電磁干擾、開(kāi)關(guān)損耗和芯片計(jì)算能力等因素，開(kāi)關(guān)器件的頻率不能隨著電機(jī)基頻的提高而無(wú)限提高，因此低載波比（N≤10）條件下的無(wú)位置傳感器控制研究也變得同樣重要。另外在保證可靠性能的情況下，應(yīng)盡量將控制策略簡(jiǎn)化。

（3）電機(jī)參數(shù)精確辨識(shí)

高轉(zhuǎn)速運(yùn)行使得電機(jī)溫升嚴(yán)重，從而引起定子電阻與電感和永磁磁鏈等重要參數(shù)的變化，對(duì)電機(jī)控制的精度和可靠性產(chǎn)生影響。通過(guò)離線(xiàn)參數(shù)辨識(shí)和在線(xiàn)參數(shù)辨識(shí)等方式準(zhǔn)確辨識(shí)出電機(jī)參數(shù)用于控制意義重大。為保證電機(jī)的平穩(wěn)可靠運(yùn)行，還可將精確的電機(jī)參數(shù)變化用于狀態(tài)監(jiān)測(cè)和故障診斷。

審核編輯：郭婷