利用CTLE和時(shí)間交錯(cuò)閃存ADC來(lái)降低ADC分辨率

CTLE 電路與閃存 ADC 尺寸和數(shù)量的正確平衡在最大限度地減少 ADC 位以實(shí)現(xiàn)最小面積和功耗方面發(fā)揮著關(guān)鍵作用。

最先進(jìn)的每秒 112 吉比特 （Gbps） 長(zhǎng)距離 （LR） SerDes PHY 的設(shè)計(jì)要求將模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 的位數(shù)降至最低，以實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)占用最小的面積和消耗最小的功率。為此，利用連續(xù)時(shí)間線性均衡 （CTLE） 的值來(lái)減少 ADC 面積和功耗。由于采用了交錯(cuò)式 ADC（如閃存），因此 ADC 面積和功率隨 ADC 通道的數(shù)量而變化。

此外，112-Gbps LR SerDes PHY 必須在 CTLE 輸入附近包含一個(gè)靜電放電 （ESD） 網(wǎng)絡(luò)，以保護(hù)接收器輸入。必須設(shè)計(jì)該電路塊，以便為 SoC 和網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供最高的可靠性。在這里，將 ESD 網(wǎng)絡(luò)置于 ADC 內(nèi)部是沒(méi)有意義的，因?yàn)?CTLE 的存在對(duì)于優(yōu)化設(shè)計(jì)至關(guān)重要。CTLE 的輸入在芯片外，因此需要提供 ESD 以防止設(shè)備處理造成的損壞。

CTLE 由一個(gè)終端塊（電阻器）、一個(gè)用于減少大信號(hào)進(jìn)入 ADC 的衰減器、一個(gè)用于減少符號(hào)間干擾 （ISI） 的高頻升壓塊組成在 ADC 輸入端、直流偏移消除器和基線漂移消除器。所有這些共同減少了 ADC 的面積和功耗，同時(shí)保持了鏈路性能。

這些電路及其序列用于降低所需的 ADC 分辨率。這是為什么？好吧，在確定 ADC 分辨率時(shí)，最重要和絕對(duì)的特性是 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍。這被定義為 ADC 可以接受的最大電壓與預(yù)期在輸入端看到的最小電壓之比。

這兩個(gè)值在電壓上相差越遠(yuǎn)，相對(duì)而言，ADC 越大，價(jià)格也越高。事實(shí)證明，CTLE 是降低 ADC 動(dòng)態(tài)范圍的主要因素。這允許具有最佳 ADC 位數(shù)的高度可接受的系統(tǒng)性能。

深入研究 CTLE 并減少位數(shù)

讓我們從終端網(wǎng)絡(luò)開(kāi)始。在 CTLE 的輸入端，終端為 SoC 和網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供差分 100 歐姆 （Ω）。一個(gè)控制良好的電阻器有助于減小動(dòng)態(tài)范圍。由于電阻器已校準(zhǔn)，因此輸入電壓擺幅不會(huì)因電阻器的工藝或溫度變化而變化。在Rambus中，電阻器被修整為最佳值，這使 CTLE 輸入端的輸入信號(hào)電壓電平保持非常穩(wěn)定。

接下來(lái)，考慮 CTLE 第一級(jí)的衰減器。如果遠(yuǎn)端發(fā)射器物理上靠近輸入，或者如果線路非常小，則發(fā)射器的輸入不會(huì)因信道損耗而顯著衰減。如果設(shè)計(jì)不當(dāng)，進(jìn)入接收器的這個(gè)巨大信號(hào)可能會(huì)使 ADC 的輸入過(guò)載。添加一個(gè)額外的 ADC 位可以補(bǔ)償這種過(guò)載。然而，使用一個(gè)簡(jiǎn)單的衰減器，可以在 CTLE 之前減少輸入信號(hào)，這樣 ADC 就不需要那個(gè)額外的位。衰減器通常由分壓器電路構(gòu)成。

高頻升壓級(jí)是信號(hào)鏈中的第二個(gè) CTLE 模塊。這會(huì)減少來(lái)自通道的 ISI 量，進(jìn)而減少 ADC 輸入所需的動(dòng)態(tài)范圍。高頻升壓級(jí)之所以這樣做，是因?yàn)樵?ADC 輸入之前去除了一些 ISI。

在 ADC 輸入端執(zhí)行均衡還有另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。ADC 引入的相對(duì)于 ISI 的量化噪聲降低了。這意味著接收器的 DSP 中的高頻噪聲增強(qiáng)較少，因?yàn)樵?ADC 之前執(zhí)行了一些均衡。

接下來(lái)是可變?cè)鲆?a href="http://www.wenjunhu.com/tags/放大器/" target="_blank">放大器（VGA）；DSP 在啟動(dòng)時(shí)設(shè)置其值，并在鏈接處于活動(dòng)狀態(tài)時(shí)保持不變。VGA 增加了高頻升壓級(jí)輸出信號(hào)的輸入電壓。這樣做的方式是它始終占據(jù) ADC 的整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍。

在 VGA 之后，是 DC 偏移消除器。上面討論的 CTLE 模塊是模擬電路，所有這些電路都有自然缺陷，導(dǎo)致它們產(chǎn)生 DC 偏移。DC 偏移消除器允許使用 ADC 的中心范圍，從而可以最大化 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍。

最后，還有基線漂移消除器。這是因?yàn)?SoC 或網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員可能要求在發(fā)送器和接收器之間包含一個(gè) DC 模塊。在 DC 模塊的情況下，需要在 ADC 輸入處恢復(fù) DC 值，而基線漂移消除器會(huì)執(zhí)行此操作。

因此，當(dāng)所有這些功能結(jié)合在一起時(shí)，所需的 ADC 位數(shù)可以顯著減少多達(dá)三個(gè)。如果應(yīng)用所有這些功能，最終結(jié)果是使用 5 位 ADC 獲得與使用 8 位 ADC 相同的整體系統(tǒng)鏈路性能。

為什么這些位很重要？

為什么我們要消除這些位？為了說(shuō)明原因，我們以閃存 3 位 ADC 為例，如圖 2 所示。ADC 采用多個(gè)比較器，均由單個(gè)時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)。輸入信號(hào)與所有比較器進(jìn)行比較。有 2 b - 1 個(gè)比較器，其中 b 是位數(shù)。在這個(gè) 3 位 ADC 中，有 7 個(gè)比較器（2 3 ? 1 為 7）。

Flash ADC 速度快且具有良好的穩(wěn)定性，可實(shí)現(xiàn)高度可接受的接收器性能；但是，它們可能具有高輸入電容，參考發(fā)生器可能很復(fù)雜，并且需要設(shè)計(jì)與系統(tǒng)數(shù)字部分的高速接口。

要將位數(shù)增加 1，ADC 中的比較器數(shù)量需要加倍。結(jié)果，這使 ADC 的大部分面積翻了一番。類(lèi)似地，比較器的數(shù)量增加，增加了功率。此外，解碼器需要有兩倍多的狀態(tài)并且還會(huì)增長(zhǎng)。因此，當(dāng)分辨率增加一倍時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生級(jí)聯(lián)效應(yīng)，使面積、功率和輸入電容增加一倍。

這也意味著 ADC 更難驅(qū)動(dòng)，需要 CTLE 提供更大的驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度。此外，必須添加兩倍的參考電壓，以使參考電壓發(fā)生器增加。增加 ADC 輸出的位數(shù)會(huì)在整個(gè) DSP 中產(chǎn)生漣漪，從而需要數(shù)據(jù)路徑中的更多位，這會(huì)增加數(shù)字邏輯的面積和功耗。

由于 ADC 的輸出數(shù)據(jù)，數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)管道變得更寬。對(duì)于添加的每一位，必須在 DSP 中添加另一位以接收來(lái)自 ADC 的信號(hào)。簡(jiǎn)而言之，分辨率每增長(zhǎng)一位，設(shè)計(jì)的尺寸就會(huì)翻倍，也稱(chēng)為隨分辨率的幾何增長(zhǎng)，對(duì)于閃存 ADC 尤其如此。

減少閃存 ADC 面積和功耗

的技術(shù) 公平地說(shuō)，閃存 ADC 引入了減少其面積和功耗的設(shè)計(jì)技術(shù)。兩種常見(jiàn)的技術(shù)被稱(chēng)為折疊和插值。折疊技術(shù)允許我們?cè)?ADC 的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)重復(fù)使用一組比較器兩次，而不是使用一組來(lái)確定所有電平。這種技術(shù)減少了比較器的數(shù)量并節(jié)省了面積和功率。

在插值的情況下，取相鄰比較器之間的平均值，以減少前置放大器的數(shù)量。插值的主要優(yōu)點(diǎn)是減少 ADC 的輸入電容。

另一種技術(shù)是執(zhí)行可變分辨率，其中不使用的比較器被關(guān)閉。例如，如果輸入信號(hào)的電壓非常低，則可以禁用高電平比較器以節(jié)省功率。然而，所有這些用于減輕面積和功耗的技術(shù)都有其缺點(diǎn)。每增加一點(diǎn)分辨率，設(shè)計(jì)難度、時(shí)間和風(fēng)險(xiǎn)都會(huì)增加。

擴(kuò)展模擬信號(hào)

Flash ADC 消耗的面積和功率很重要，由于設(shè)計(jì)中采用的方式，它們必須顯著減少。原因是 112 Gbps LR SerDes PHY 鏈路需要每秒 56 千兆樣本。由于工藝技術(shù)速度的限制，不能使用單通道ADC。但是，有一個(gè)解決這個(gè)問(wèn)題的方法。顯示了一類(lèi)稱(chēng)為時(shí)間交錯(cuò)的 ADC ，它采用多個(gè)通道。這類(lèi) ADC 有許多并行的閃存 ADC，而不僅僅是一個(gè)。這里的想法是在數(shù)字化之前及時(shí)拉伸模擬信號(hào)。

這些M個(gè) ADC 以Fs的采樣率并行運(yùn)行，即采樣率除以M。例如，如果我們每秒有 4 個(gè) 56 giga 樣本，我們將有 7 GHz 乘以 8。因此，我們每秒總共有 56 個(gè)千兆樣本。112-Gbps 收發(fā)器中沒(méi)有一個(gè) ADC，而是有許多并行的閃存 ADC。這些時(shí)間交錯(cuò) ADC 的優(yōu)點(diǎn)是并行速度比單獨(dú)的單個(gè)閃存 ADC 快M倍。

這種 ADC 技術(shù)提供了所需的速度。但是，所有 ADC 通道都需要匹配。如果它們的偏移不匹配，則在 ADC 的輸出端會(huì)產(chǎn)生模式噪聲。這些是音調(diào)，這是一種減損性能。這些音調(diào)需要通過(guò)校準(zhǔn)來(lái)消除。

此外，還包括采樣時(shí)間誤差。這是 ADC 應(yīng)該采樣的時(shí)間和它實(shí)際采樣的時(shí)間之間的誤差。這可以通過(guò)數(shù)字檢測(cè) ADC 輸出的采樣時(shí)間誤差和微調(diào) ADC 輸入的采樣時(shí)鐘來(lái)校準(zhǔn)。

如果交錯(cuò)通道的增益不匹配，也會(huì)出現(xiàn)增益不匹配。隨著不同的M個(gè)通道循環(huán)通過(guò)，每個(gè)通道都將經(jīng)歷增益模式重復(fù)。這進(jìn)一步降低了 ADC 性能。當(dāng)然，數(shù)字校準(zhǔn)電路可以檢測(cè)到這種不匹配，并通過(guò)調(diào)整 ADC 基準(zhǔn)來(lái)糾正它。此外，還有其他標(biāo)準(zhǔn) ADC 損傷，包括抖動(dòng)、熱噪聲和諧波失真。

當(dāng)然，并行的閃存ADC越多，陣列就越復(fù)雜，設(shè)計(jì)和驗(yàn)證也就越困難。然而，最重要的是，它最好最大限度地減少交錯(cuò)的閃存 ADC 的數(shù)量。此外，盡可能并聯(lián)使用最小的 ADC 至關(guān)重要。

結(jié)論

頂級(jí) 112-Gbps LR SerDes PHY 要求最大限度地減少 ADC 位數(shù)，從而通過(guò)減少比較器的數(shù)量和最大限度地減少 DSP 中攜帶的位數(shù)，為您的整個(gè)系統(tǒng)提供最小的面積和功耗。在這項(xiàng)設(shè)計(jì)工程工作中，CTLE 的價(jià)值開(kāi)始發(fā)揮作用，以降低所需的 ADC 分辨率。

所有這些 CTLE 電路都有助于減少面積和功耗。通過(guò)提高動(dòng)態(tài)范圍，CTLE 電路在保持性能的同時(shí)減少了面積和功耗。在 112 Gbps 下使用的 ADC 類(lèi)別極大地受益于交錯(cuò)更小、更低功耗的 ADC 通道。經(jīng)驗(yàn)法則是使用正確大小和數(shù)量的通道，同時(shí)保持所需的覆蓋范圍和誤碼性能。

審核編輯：郭婷