VHF跳頻電臺接收機射頻前端設計指標和具體結構的介紹

摘要：通過對VHF跳頻電臺接收機射頻前端設計指標和具體結構的介紹,運用Aglient公司的射頻設計仿真軟件ADS, 對整個接收機射頻前端電路進行仿真和電路設計, 構建了一個由保護電路、 跳頻預選濾波器、 低噪聲放大器和自動增益控制電路組成的射頻前端電路模型, 并對其進行仿真。最后的實驗結果表明, 所設計的射頻前端的性能指標達到了系統(tǒng)的設計要求, 并有所提高。

隨著現(xiàn)代電子技術和無線通訊技術的飛速發(fā)展 , 無線電通信的應用越來越廣泛, 家用電器產品日益普及。射頻前端作為接收機的重要組成部分 , 主要功能是將接收到的高頻信號 , 轉換成中頻信號。射頻前端電路對整個接收系統(tǒng)的性有著至關重要的作用 , 其檢測小信號的能力直接決定了接收機的靈敏度 ;對大信號的適應能力決定著接收機的動態(tài)范圍 ;良好的線性度可以減少系統(tǒng)中的互調失真和交調失真。文中著重介紹利用 Ａｇｉｌｅｎｔ公司開發(fā)的功能強大的 ＡＤＳ(Ａｄｖａｎｃｅｄ ＤｅｓｉｇｎＳｙｓｔｅｍ)仿真軟件對接收機的射頻前端進行仿真 , 得到射頻前端可靠的優(yōu)越的性能指標 , 縮短了生產設計時間, 降低生產成本 , 提高產品的質量 。

1射頻前端的具體指標

根據(jù)接收機的靈敏度 、 噪聲系數(shù) 、 選擇性 、動態(tài)范圍 、 鏡象抑制和中頻抑制等各項性能要求 ,分配到前端的各項技術指標為 :

(1)頻率范圍 :30.000 ～ 87.975ＭＨｚ;

(2)增益:13 ±2 ｄＢ(高靈敏度 ), 0 ±2ｄＢ(低靈敏度);

(3)像頻抑制 :30～58.975ＭＨｚ≥80 ｄＢ, 59 ～ 87.975 ＭＨｚ≥75 ｄＢ;

(4)具有高低靈敏度選擇 。

2射頻前端的仿真模型與總體設計

文中的射頻前端電路原理框圖 , 如圖 1所示

圖 1射頻前端電路原理框圖

由圖 1可知 , 前端電路由保護電路, 跳頻預選濾波器 , 低噪聲放大器和自動增益控制電路組成 。其中保護電路是接收機射頻前端能在現(xiàn)代復雜電磁環(huán)境下繼續(xù)良好工作的保障, 防止接收機因受強信號而造成損壞;跳頻預選濾波器是為了選出接收機的工作頻率信號, 濾除其他雜波 , 提高接收機的選擇性和抑制性;低噪聲放大器實現(xiàn)對接收的微弱信號的不失真放大, 提高接收機的靈敏度以及動態(tài)范圍 ;ＡＧＣ電路通過檢波器檢測與 ＲＦ信號成正比的信號, 并把它整流成 ＤＣ電壓, 通過比較器與基準電平比較, 然后輸入終端 , 由終端進行控制, 以此實現(xiàn)對 ＬＮＡ的增益控制, 提高接收機的適應性和穩(wěn)定性。這是該射頻前端設計的一個獨到之處。 根據(jù)前端的原理框圖, 在 ＡＤＳ中構建仿真電路圖 , 高靈敏度條件下的射頻前端電路圖, 如圖 2所示 。低靈敏度條件下的射頻前端電路圖, 如圖 3所示。

圖 2高靈敏度條件下的射頻前端仿真電路圖

圖 3低靈敏度條件下的射頻前端仿真電路圖

圖 2中所用的放大器件為晶體管 2Ｎ5031和場效應管 Ｕ 310 ;在電路結構上采用級聯(lián)結構, 保證足夠的功率增益, 其中第一級晶體管電路采用負反饋技術以保證放大器的穩(wěn)定性。 圖 3中所用的放大器件為場效應管 Ｕ 310 , 具有高增益 , 低噪聲 , 高穩(wěn)定的特性。

2.1數(shù)控跳頻預選濾波器的仿真

數(shù)控跳頻預選濾波器的基本作用是對頻率有選擇地通過 , 把需要的信號選出來, 并抑制不需要的信號。濾波器設計所關心的主要問題是信號通過濾波器所產生的插損大小 , 相位變化, 以及對不希望信號的抑制能力?？紤]到設計的接收機工作在 30～ 87.975ＭＨｚ的頻率范圍內 , 并希望實現(xiàn)全頻段覆蓋, 以及保持有較高的接收靈敏度 ,因而最好選擇使用電調諧濾波器, 并且所選電調諧濾波器應具有較寬的調諧范圍 , 較快的電調諧速度和較高的 Ｑ值以實現(xiàn)頻率預選 。本項目所設計的數(shù)控跳頻預選濾波器是采用邏輯芯片控制電容器組的方法來實現(xiàn)濾波器中心頻率調諧的雙調諧濾波器。在 ＡＤＳ中的連接圖, 如圖 4所示 , 通過調諧控件對電容 Ｃ 01 , Ｃ 02 的容值進行改變得到對選用不同的電容器組的濾波器進行仿真 。

圖 4預選濾波器仿真電路圖

預選濾波器在 30ＭＨｚ, 60.5ＭＨｚ, 86.5ＭＨｚ的仿真結果, 如圖 5所示 。

圖 5仿真結果圖

從圖 5中 (ａ), (ｂ), (ｃ)的仿真結果中可以看出 , 中心頻率為 86.5 ＭＨｚ時濾波器的帶寬為3.9 ＭＨｚ, 插入 損耗為 5.352 ｄＢ。中 心頻率為60.5ＭＨｚ時濾波器的帶寬為 2.6ＭＨｚ, 插入損耗為4.375ｄＢ。中心頻率為 30.0ＭＨｚ時濾波器的帶寬為 1.5ＭＨｚ, 插入損耗為 5.764ｄＢ。帶寬和插入損耗在各頻率點上出現(xiàn)不同的值, 原因之一是通過改變電容值來改變中心頻率, 另一個原因是在仿真的過程中 , 把 Ｌ 3 設定為一個固定值 , 因而在頻率的高端出現(xiàn)了過耦合現(xiàn)象, 頻率的低端出現(xiàn)了欠耦合 。實際電路設計時, Ｌ 3 是電感 Ｌ 1 、 Ｌ 2 的寄生電感 , 其值是在變化的。從仿真結果中還可以看出通過濾波器所得的頻率響應是不對稱的, 信號在高于中心頻率處的衰減速度要大于在低于中心頻率處, 這是因為所設計的跳頻預選濾波器是通過電感耦合造成的 , 如果使用的是電容耦合則得到與仿真結果成鏡像關系 。總的來說 , 所設計的跳頻預先濾波器的帶內插損和帶寬都達到了系統(tǒng)的設計要求, 其中插損 (4 ～ 6ｄＢ)、 帶寬 (1 ～4ＭＨｚ), 較好的實現(xiàn)了選頻濾波作用。

2.2低噪聲放大器 (ＬＮＡ)的仿真

低噪聲 放 大器 (Ｌｏｗ ＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ, 簡 稱ＬＮＡ), 是接收機射頻前端的重要組成部分 。低噪聲放大器主要有以下幾個特點:首先 , 它位于接收機的最前端, 要求噪聲越小越好 。為了抑制后面各級噪聲對系統(tǒng)的影響, 要求有一定的增益 ,但為了不使后面的混頻器過載, 產生非線性失真 ,增益又不能過大 , 并且要求放大器在工作頻段內應該是穩(wěn)定的 。其次 , 它所接收的信號很微弱 ,低噪聲放大器必定是一個小信號線性放大器 。而且受傳輸路徑的影響, 信號的強弱又是變化的 ,在接收信號的同時又可能伴隨許多強干擾信號混入, 因此要求放大器有足夠的線性范圍 。

2.2.1ＬＮＡ的穩(wěn)定性分析

在設計小信號高頻放大器時 , 應用 Ｓ參數(shù)以評估主動元件的振蕩傾向, 也是一項不可或缺的程序。穩(wěn)定性是說明主動元件在輸入端和輸出端 ,接上任何阻抗后仍能穩(wěn)定工作, 或是在與某些阻抗組合時, 將引發(fā)振蕩的特性 。前者稱為無條件穩(wěn)定, 后者稱為潛在性不穩(wěn)定 。主動元件的穩(wěn)定性 , 可憑借 Ｓ參數(shù)的羅列特穩(wěn)定因數(shù) Ｋ判定。在導出 Ｋ之前, 需先計算

羅列特穩(wěn)定因數(shù) Ｋ為

若 Ｋ>1, 則主動元件無條件穩(wěn)定 , 可用以與任何信號源阻抗或者負載組合 。反之, 若 0 <Ｋ<1, 則主動元件為潛在性不穩(wěn)定的 , 在與某些信號源阻抗或負載組合時, 可能會引發(fā)振蕩。根據(jù)以上這些要求 , 在 ＡＤＳ2006仿真軟件中進行仿真 ,設計了一種性能優(yōu)越的 ＬＮＡ, 以滿足系統(tǒng)的要求 ,并有實際的應用價值。 ?

2.2.2高增益低噪聲放大器仿真

圖 6 高增益低噪聲放大器仿真電路圖

圖 7 高增益下LNA的S參數(shù)

圖 8 高增益下LNA的噪聲系數(shù)

2.2.3低增益低噪聲放大器仿真

圖 9低增益低噪聲放大器仿真電路圖

圖 10低增益下LNA的S參數(shù)

圖 11 低增益下LNA的噪聲系數(shù)

從仿真結果分析, 所設計的低噪聲放大器, 有較好的增益的同時, 增益平坦度較高, 噪聲系數(shù)也很小, 高增益下 ＮＦ<4.5ｄＢ, 低增益下 ＮＦ<2.9ｄＢ,滿足系統(tǒng)的設計要求, 具有良好的實用性, 可靠性。 ?

3射頻前端的仿真結果

為了驗證設計的射頻前端的性能, 在 ＡＤＳ中進行仿真測試, 其增益、 像抗的仿真結果 , 如表 1所示。 表 1射頻前端的仿真結果

由表 1的仿真數(shù)據(jù)可知 , 設計的射頻前端都達到了設計的性能指標且有一定的提高 , 特別是在鏡像抑制上要比設計要求好的多。

4結束語

從仿真得到的射頻前端性能指標數(shù)據(jù)分析, 在整個工作頻段內, 增益都較為平坦, 而且射頻前端的抑制性較好, 噪聲系數(shù)較低, 達到了預期的設計指標要求, 同時實現(xiàn)了高低靈敏度選擇, 自動增益控制功能。與原有的前端性能相比, 在抑制性和噪聲系數(shù)上有了較大改善, 為下一步實際電路的設計奠定了一定的基礎, 縮短了產品設計的周期, 降低了設計成本。

審核編輯 ：李倩