使用并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的大功率音頻放大器方案

用于大功率便攜式揚(yáng)聲器（如手推車揚(yáng)聲器）的音頻放大器通常使用鋰離子電池供電，這些電池可以從單節(jié)電池到串聯(lián)的幾節(jié)電池不等。設(shè)計(jì)人員通常使用升壓轉(zhuǎn)換器為音頻放大器產(chǎn)生電壓，因?yàn)閾P(yáng)聲器的功耗可能超過(guò)幾百瓦。

出于成本考慮，大功率音頻放大器的一種方法是在并聯(lián)主副配置中使用兩個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器，其中副轉(zhuǎn)換器的反饋電壓節(jié)點(diǎn)接地，其 COMP 電壓節(jié)點(diǎn)連接到主轉(zhuǎn)換器的 COMP 電壓節(jié)點(diǎn)。由于COMP節(jié)點(diǎn)電壓決定了功率電感的峰值電流，副轉(zhuǎn)換器跟蹤主轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相同的峰值電流，從而實(shí)現(xiàn)兩個(gè)轉(zhuǎn)換器之間的負(fù)載共享。

這種方法在峰值電流平衡方面簡(jiǎn)單有效。然而，決定實(shí)際功率的是與電感峰值電流不同的直流電流。電感值的不匹配不可避免地會(huì)導(dǎo)致兩個(gè)轉(zhuǎn)換器中的直流電流不同，即使它們的峰值電流相同。更糟糕的是，兩個(gè)轉(zhuǎn)換器中的峰值電流很容易被抵消超過(guò) 20%，從而導(dǎo)致固有電路參數(shù)容差導(dǎo)致更大的電流共享誤差，例如：

脈寬調(diào)制 （PWM） 控制器從 COMP 引腳到 PWM 比較器的內(nèi)部偏移電壓。

電流檢測(cè)電阻以及電流檢測(cè)放大器的增益（如果適用）。

斜率補(bǔ)償信號(hào)疊加在電流檢測(cè)信號(hào)上。

結(jié)果是一個(gè)轉(zhuǎn)換器過(guò)熱的不平衡功率共享，如果沒有更昂貴的熱管理方案，這種情況會(huì)顯著降低系統(tǒng)的整體可靠性。

但是，還有其他選擇。本文將討論簡(jiǎn)單的電流共享方案，并提出一種最小化并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器之間的直流電流共享誤差的方法，包括作為概念驗(yàn)證的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

均流控制方案及工作原理

圖 1顯示了一個(gè)電流共享控制方案，其中附屬公司被迫提供與主要公司相同的負(fù)載電流。共享控制電路包括：

運(yùn)算放大器（op amp）U1

電流檢測(cè)電阻 R SN1和 R SN2由 R 1和 R 3以及 R 2和 R 4組成的電阻分壓器可選的感應(yīng)濾波電容器 C 1和 C 2補(bǔ)償電容 C 3以穩(wěn)定共享控制回路

共享控制電阻 R 5

圖 1在這種均流控制方案中，附屬公司被迫提供與主要公司相同的負(fù)載電流。資料來(lái)源：德州儀器

假設(shè) U1 是理想運(yùn)算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4。如果 I O2變得大于 I O1（U1 的輸出電壓），V C將增加。因此，F(xiàn) B2電壓將升高，降低 V O2和 I O2直到 I O2 = I O1。同樣，如果 I O2變得小于 I O1，電路將迫使 V O2和 I O2增加以達(dá)到 I O2 = IO1。簡(jiǎn)而言之，I O2將跟蹤 I O1以實(shí)現(xiàn)平衡均流。

在穩(wěn)定狀態(tài)下，直流電流 I O1、 I O2和 I OUT滿足公式 1：

分析電流平衡誤差

實(shí)際上，沒有任何電路參數(shù)是完美的。有兩個(gè)因素會(huì)為圖 1 所示的電路引入電流共享誤差：R SN1、R SN2、R 1、R 2、R 3和 R 4的電阻值容差，以及 U1 的輸入失調(diào)電壓和偏置電流。

為了最大限度地減少電流平衡誤差，在所有六個(gè)位置使用E96系列中的電阻器（容差為 0.1%）會(huì)將它們對(duì)共享誤差的影響限制在 0.6% 以下。

圖 2這是 U1 的等效電路的樣子。資料來(lái)源：資料來(lái)源：德州儀器

下面我們來(lái)分析一下U1造成的錯(cuò)誤。假設(shè)U1的輸入失調(diào)電壓為V OS，失調(diào)電流為I OS，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2，R 3 = R 4。經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的電路分析，您可以看到由 V OS和 I OS引起的共享誤差，如公式 2 所示。

ΔI O = |I O1 – I O2 | = 1/R SN1 （R 1 +R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （2）

等式 2 表明：

具有更高 V OS和 I OS的運(yùn)算放大器會(huì)產(chǎn)生更大的錯(cuò)誤。

較高的 R SN1和 R SN2值有助于減少誤差。

電阻分壓器的電壓階躍比越高，與 V 相關(guān)的誤差越大。

如果R 1 = R 2 = 0 Ω，則消除了由I OS引起的誤差。

然而，在選擇這些設(shè)備時(shí)還有其他限制。具有超低 V OS和 I OS的運(yùn)算放大器通常很昂貴。大電流檢測(cè)電阻器不僅會(huì)導(dǎo)致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是優(yōu)化電阻分壓器的選擇。

優(yōu)化電阻分壓器選擇

電阻分壓器的降壓比應(yīng)盡可能小。在最好的情況下，U1 應(yīng)該是一個(gè)運(yùn)算放大器，可以將轉(zhuǎn)換器的輸出電壓作為偏置電源電壓。這是因?yàn)槟梢砸瞥總€(gè)分壓器的底部電阻，如圖 3所示。由于 U1 的兩個(gè)輸入引腳的高阻抗，每個(gè)分壓器頂部電阻上的壓降可以忽略不計(jì)，從而使 U1 的兩個(gè)輸入能夠直接感應(yīng)電流差。直接感測(cè)使感測(cè)誤差和共享誤差最小化。它還消除了電阻分壓器中的靜態(tài)功耗。

圖 3最佳均流方案顯示何時(shí) V OUT可以直接為 U 1供電。資料來(lái)源：德州儀器

如果不衰減，輸出電壓軌上的開關(guān)紋波可能會(huì)影響 U1 的性能。使用C 1和C 2與R 1和R 2組成低通濾波器將降低U1 輸入端的紋波電壓。因此，R 1和R 2不得為0 Ω。在選擇 R 1和 R 2以及 C 1和 C 2的值時(shí)，您必須進(jìn)行權(quán)衡，以便以最小的成本實(shí)現(xiàn)所需的紋波衰減。

并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的電流共享

對(duì)于某些升壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用，V OUT可能會(huì)超過(guò) U1 的最大電源電壓額定值。因此，U1 的偏置電源必須具有較低的電壓，例如轉(zhuǎn)換器的偏置電源電壓 V CC。在這種情況下，您必須使用圖 1 中的 R 3和 R 4來(lái)將 V 1和 V 2保持在 U1 的偏置電源電壓之下。這樣做的缺點(diǎn)是增加了電阻分壓器的共享誤差和相關(guān)的功耗。

為了提高并行升壓轉(zhuǎn)換器的性能，圖 4顯示了一種改進(jìn)的電流共享控制方案。電流感應(yīng)元件放置在輸入側(cè)。工作原理與圖 1 類似，不同之處在于該方案實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)轉(zhuǎn)換器的輸入電流的共享平衡。

圖 4升壓轉(zhuǎn)換器電流共享方案使用并行設(shè)置提供了更好的性能。資料來(lái)源：德州儀器

同樣，假設(shè) U1 是理想運(yùn)算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4，則輸入電流 I IN、I i1和 I i2滿足公式 3。

選擇 E96 系列中的所有六個(gè)電阻器（0.1% 容差）可以將它們對(duì)共享誤差的影響限制在 《0.6%。U1 的失調(diào)電壓和電流的影響與前面分析的相同；即，公式 4 計(jì)算共享誤差如下：

ΔI IN = |I i1 – I i2 | = 1/R SN1 （R 1 + R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （4）

由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓低于V OUT，因此可以降低所需的電阻分壓器的降壓比以獲得更小的共享誤差。如果升壓輸入電壓小于 U1 的最大偏置電源電壓額定值，U1 可以直接將輸入電壓 V IN作為其偏置電源，您可以移除 R 3和 R 4以獲得與前面討論的相同的優(yōu)勢(shì)。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證這個(gè)概念，讓我們?cè)诠蚕砜刂齐娐放赃吺褂脙蓚€(gè)LM5155升壓控制器評(píng)估模塊，如圖 4 所示。由于轉(zhuǎn)換器的最大輸入電壓為 18 V，因此為 U1 選擇LM8261運(yùn)放可以直接將 V IN作為偏置電源，從而消除了 R 3和 R 4。其他選擇是：

R SN1 = R SN2 = 10 mΩ

R 1 = R 2 = 499 Ω

C 1 = C 2 = 1 μF

C 3 = 100 nF

R 5 = 50 kΩ

根據(jù)LM8261 datasheet，U 1的最大V OS為7 mV，最大I OS為400 nA。因此，由 U1 引起的最壞情況最大共享誤差為 0.72 A，如公式 4 所示：ΔI IN ≤ 1/10 mΩ （7 mV + 499 Ω × 400 nA） = 720 mA

圖 5和圖 6顯示了兩個(gè)典型的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。主副轉(zhuǎn)換器之間的輸入電流共享誤差小于 120 mA，遠(yuǎn)小于 720 mA 的最壞情況誤差。

圖5結(jié)果顯示在 V IN = 8 V 和 98 W 負(fù)載下的輸入電流共享。資料來(lái)源：德州儀器

圖 6結(jié)果顯示在 V IN = 8 V 和 72 W 負(fù)載下的輸入電流共享。資料來(lái)源：德州儀器

所提出的概念還應(yīng)用于典型手推車揚(yáng)聲器的 9-16 V輸入至 50 V輸出、300 W 電源的參考設(shè)計(jì)，該電源由兩個(gè) 150 W LM5155 升壓轉(zhuǎn)換器組成，主要和輔助配置。

由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓通常低于輸出電壓，因此將感應(yīng)控制電路置于輸入側(cè)有助于減少電流共享誤差。本文提出的方案可能是用于手推車揚(yáng)聲器的高升壓比升壓轉(zhuǎn)換器的解決方案。在此類應(yīng)用中，輸入通常是 12V 電池，輸出電壓大于 40V，因此需要并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器來(lái)支持超過(guò) 300W 的高保真音頻放大器，例如 TPA3221。通過(guò)這種方案，并聯(lián)轉(zhuǎn)換器可以實(shí)現(xiàn)相當(dāng)平衡的功率共享。

Youhao Xi，Power Tips 第 105 篇文章的作者，是德州儀器 （TI） 升壓轉(zhuǎn)換器和控制器解決方案的應(yīng)用經(jīng)理。