詳解頻譜分析儀的基本原理

在輸入衰減改變時(shí)，中頻增益會(huì)自動(dòng)調(diào)整來抵消輸入衰減變化所產(chǎn)生的影響，從而使信號(hào)在顯示器上的位置保持不變。

信號(hào)分辨

中頻增益放大器之后，就是由模擬和/或數(shù)字分辨率帶寬(RBW)濾波器組成的中頻部分。

模擬濾波器

頻率分辨率是頻譜分析儀或信號(hào)分析儀明確分離出兩個(gè)正弦輸入信號(hào)響應(yīng)的能力。傅立葉理論告訴我們正弦信號(hào)只在單點(diǎn)頻率處有能量，好像我們不應(yīng)該有什么分辨率問題。兩個(gè)信號(hào)無論在頻率上多么接近，似乎都應(yīng)在顯示器上表現(xiàn)為兩條線。但是超外差接收機(jī)的顯示器上所呈現(xiàn)的信號(hào)響應(yīng)是具有一定寬度的。

混頻器的輸出包括兩個(gè)原始信號(hào)(輸入信號(hào)和本振)以及它們的和與差。中頻由帶通濾波器決定，此帶通濾波器會(huì)選出所需的混頻分量并抑制所有其他信號(hào)。由于輸入信號(hào)是固定的，而本振是掃頻的，故混頻器的輸出也是掃頻的。若某個(gè)混頻分量恰好掃過中頻，就會(huì)在顯示器上將帶通濾波器的特性曲線描繪出來，如圖 2-6 所示。鏈路中最窄的濾波器帶寬決定了總顯示帶寬。在圖 2-5 所示結(jié)構(gòu)中，該濾波器具有 22.5 MHz的中頻。

圖 2-6. 當(dāng)混頻分量掃過 IF 濾波器時(shí)，顯示器上描繪出濾波器的特性曲線。

因此，兩個(gè)輸入信號(hào)頻率必須間隔足夠遠(yuǎn)，否則它們所形成的跡線會(huì)在頂部重疊，看起來像是只有一個(gè)響應(yīng)。所幸的是，頻譜分析儀中的分辨率(IF)濾波器可調(diào)，所以通常能找到一個(gè)帶寬足夠窄的濾波器來分離頻率間隔很近的信號(hào)。

是德科技頻譜分析儀或信號(hào)分析儀的技術(shù)資料列出了可用的 IF 濾波器的 3 dB 帶寬，以便描述頻譜儀分辨信號(hào)的能力。這些數(shù)據(jù)告訴我們兩個(gè)等幅正弦波相距多近時(shí)還能依然被分辨。這時(shí)由信號(hào)產(chǎn)生的兩個(gè)響應(yīng)曲線的峰值處有 3 dB 的凹陷，如圖 2-7 所示，兩個(gè)信號(hào)可以被分辨。當(dāng)然這兩個(gè)信號(hào)還可以再近一些直到它們的跡線完全重疊，但通常以 3 dB 帶寬作為分辨兩個(gè)等幅信號(hào)的經(jīng)驗(yàn)值。

圖 2-7. 能夠分辨出間距等于所選 IF 濾波器 3 dB 帶寬的兩個(gè)等幅正弦信號(hào)。

如果采用標(biāo)準(zhǔn)(正態(tài))檢波模式(見本章后面的“檢波類型”)，需要使用足夠的視頻濾波平滑信號(hào)跡線，否則因兩個(gè)信號(hào)相互作用就會(huì)有拖尾現(xiàn)象。雖然拖尾的跡線指出了存在不止一個(gè)信號(hào)，但是很難測(cè)定每路信號(hào)的幅度。默認(rèn)檢波模式是正峰值檢波的頻譜儀顯示不出拖尾效應(yīng)，可以通過選擇取樣檢波模式來進(jìn)行觀察。

我們碰到更多的情況是不等幅正弦波。有可能較小的正弦波被較大信號(hào)響應(yīng)曲線的邊帶所淹沒。這種現(xiàn)象如圖 2-8 所示。頂部的跡線看起來是一個(gè)信號(hào)，但實(shí)際上它包含兩個(gè)：一個(gè)頻率為 300 MHz(0 dBm)，另一個(gè)頻率為 300.005 MHz(-30 dBm)。在去除 300 MHz 的信號(hào)后，較小的信號(hào)才會(huì)顯示出來。

分辨率濾波器的另一個(gè)技術(shù)指標(biāo)是帶寬選擇性(也稱選擇性或形狀因子)。帶寬選擇性決定了頻譜儀分辨不等幅正弦信號(hào)的能力。是德科技頻譜分析儀的帶寬選擇性通常指定為 60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比，如圖 2-9 所示。是德科技分析儀中的模擬濾波器具有 4 個(gè)極點(diǎn)，采用同頻調(diào)諧式設(shè)計(jì)，其特性曲線形狀類似高斯分布4。這種濾波器的帶寬選擇性約為 12.7:1。

那么，假定帶寬選擇性是 12.7:1，若要分辨頻率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的兩個(gè)信號(hào)，應(yīng)如何選擇分辨率帶寬呢?

圖 2-8. 低電平信號(hào)被淹沒在較大信號(hào)響應(yīng)曲線的邊帶里

圖 2-9. 帶寬選擇性：60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比

一些老式頻譜分析儀或信號(hào)分析儀對(duì)于最窄的分辨帶寬濾波器采用 5 個(gè)極點(diǎn)從而改善帶寬選擇性至 10:1。新型分析儀通過使用數(shù)字 IF 濾波器可以達(dá)到更好的帶寬選擇性。

由于我們關(guān)心的是當(dāng)分析儀調(diào)諧至較小信號(hào)時(shí)對(duì)較大信號(hào)的抑制情況，因此不需要考慮整個(gè)帶寬，而只需考慮從濾波器中心頻率到邊緣的頻率范圍。為確定在給定頻偏時(shí)濾波器邊帶下降了多少，使用如下方程：

圖 2-10. 帶寬為 3 kHz(上方跡線)不能分辨出較小信號(hào)，帶寬減小到 1 kHz(下方跡線)時(shí)則能分辨

數(shù)字濾波器

一些頻譜分析儀使用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)分辨率帶寬濾波器。數(shù)字濾波器有很多優(yōu)點(diǎn)，例如它能極大地改善濾波器的帶寬選擇性。是德科技公司的 PSA 系列和 X 系列分析儀實(shí)現(xiàn)了分辨率帶寬濾波器的全部數(shù)字化。另外像 Keysight ESA-E 系列頻譜儀，采用的是混合結(jié)構(gòu)：帶寬較大時(shí)采用模擬濾波器，帶寬小于等于 300 Hz 時(shí)采用數(shù)字濾波器。

剩余 FM

最小可用分辨率帶寬通常由分析儀中本振(尤其是第一本振)的穩(wěn)定度和剩余調(diào)頻決定。早期的頻譜儀設(shè)計(jì)使用不穩(wěn)定的 YIG (釔鐵石榴石)振蕩器，通常具有大約 1 kHz 的殘余調(diào)頻。由于這種不穩(wěn)定性被傳遞給與本振相關(guān)的混頻分量，再將分辨率帶寬減小至1KHz以下是沒有意義的，因?yàn)椴豢赡艽_定這種不穩(wěn)定性的準(zhǔn)確來源。

不過，現(xiàn)代分析儀已經(jīng)極大的改善了殘余調(diào)頻。比如是德科技高性能 X 系列信號(hào)分析儀具有 0.25 Hz(標(biāo)稱值)的剩余調(diào)頻;PSA 系列頻譜分析儀為 1 至 4 Hz;ESA 系列頻譜儀為 2 至 8 Hz。這使得分辨率帶寬可以減小至 1 Hz。因此，分析儀上出現(xiàn)的任何不穩(wěn)定性都是由輸入信號(hào)造成的。

相位噪聲

沒有一種振蕩器是絕對(duì)穩(wěn)定的。雖然我們看不到頻譜分析儀本振系統(tǒng)的實(shí)際頻率抖動(dòng)，但仍能觀察到本振頻率或相位不穩(wěn)定性的明顯表征，這就是相位噪聲(有時(shí)也叫噪聲邊帶)。

它們都在某種程度上受到隨機(jī)噪聲的頻率或相位調(diào)制的影響。如前所述，本振的任何不穩(wěn)定性都會(huì)傳遞給由本振和輸入信號(hào)所形成的混頻分量，因此本振相位噪聲的調(diào)制邊帶會(huì)出現(xiàn)在幅度遠(yuǎn)大于系統(tǒng)寬帶底噪的那些頻譜分量周圍(圖 2-11)。顯示的頻譜分量和相位噪聲之間的幅度差隨本振穩(wěn)定度而變化，本振越穩(wěn)定，相位噪聲越小。它也隨分辨率帶寬而變，若將分辨率帶寬縮小 10 倍，顯示相位噪聲電平將減小 10 dB5。

圖 2-11.只有當(dāng)信號(hào)電平遠(yuǎn)大于系統(tǒng)底噪時(shí)，才會(huì)顯示出相位噪聲

相位噪聲頻譜的形狀與分析儀的設(shè)計(jì)，尤其是用來穩(wěn)定本振的鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)有關(guān)。在某些分析儀中，相位噪聲在穩(wěn)定環(huán)路的帶寬中相對(duì)平坦，而在另一些分析儀中，相位噪聲會(huì)隨著信號(hào)的頻偏而下降。相位噪聲采用 dBc(相對(duì)于載波的 dB 數(shù))為單位，并歸一化至 1 Hz 噪聲功率帶寬。有時(shí)在特定的頻偏上指定，或者用一條曲線來表示一個(gè)頻偏范圍內(nèi)的相位噪聲特性。

通常，我們只能在分辨率帶寬較窄時(shí)觀察到頻譜儀的相位噪聲，此時(shí)相位噪聲使這些濾波器的響應(yīng)曲線邊緣變得模糊。使用前面介紹過的數(shù)字濾波器也不能改變這種效果。對(duì)于分辨率帶寬較寬的濾波器，相位噪聲被掩埋在濾波器響應(yīng)曲線的邊帶之下，正如之前討論過的兩個(gè)非等幅正弦波的情況。

一些現(xiàn)代頻譜分析儀或信號(hào)分析儀允許用戶選擇不同的本振穩(wěn)定度模式，使得在各種不同的測(cè)量環(huán)境下都能具備最佳的相位噪聲。例如，高性能 X 系列信號(hào)分析儀提供 3 種模式：

– 距載波頻偏小于 140 kHz 時(shí)的相位噪聲優(yōu)化。在此模式下，載波附近的本振相位噪聲被優(yōu)化，而 140 kHz 之外的相位噪聲不具備最優(yōu)特性。

– 距載波頻偏大于 160 kHz 時(shí)的相位噪聲優(yōu)化。這種模式優(yōu)化距載波頻偏大于 160 KHz 處的相位噪聲。

– 優(yōu)化本振用于快速調(diào)諧。當(dāng)選擇這種模式，本振的特性將折衷所有距載波頻偏小于 2 MHz 范圍內(nèi)的相位噪聲。這樣在改變中心頻率或掃寬時(shí)允許在最短的測(cè)量時(shí)間內(nèi)保證最大的測(cè)量吞吐量。

圖 2-12a. 相位噪聲性能在不同測(cè)量環(huán)境下的優(yōu)化

圖 2-12b. 距載波頻偏為 140 kHz 處的詳細(xì)顯示

高性能 X 系列信號(hào)分析儀的相位噪聲優(yōu)化還可以設(shè)為自動(dòng)模式，這時(shí)頻譜儀會(huì)根據(jù)不同的測(cè)量環(huán)境來設(shè)置儀器，使其具有最佳的速度和動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)掃寬 > 44.44 MHz 或分辨率帶寬 > 1.9 MHz 時(shí)，分析儀選擇快速調(diào)諧模式。另外，當(dāng)中心頻率< 195 kHz 或當(dāng)中心頻率 ≥ 1 MHz 且掃寬 ≤ 1.3 MHz、分辨率帶寬 ≤ 75 kHz 時(shí)，分析儀自動(dòng)選擇最佳近端載波相位噪聲。在其他情況下，分析儀會(huì)自動(dòng)選擇遠(yuǎn)端最佳相位噪聲。

在任何情況下，相位噪聲都是頻譜分析儀或信號(hào)分析儀分辨不等幅信號(hào)能力的最終限制因素。如圖 2-13所示，根據(jù) 3 dB 帶寬和選擇性理論，我們應(yīng)該能夠分辨出這兩個(gè)信號(hào)，但結(jié)果是相位噪聲掩蓋了較小的信號(hào)。

圖 2-13. 相位噪聲阻礙了對(duì)非等幅信號(hào)的分辨

掃描時(shí)間

模擬分辨率濾波器

如果把分辨率作為評(píng)價(jià)頻譜儀的唯一標(biāo)準(zhǔn)，似乎將頻譜儀的分辨率(IF)濾波器設(shè)計(jì)得盡可能窄就可以了。然而，分辨率會(huì)影響掃描時(shí)間，而我們又非常注重掃描時(shí)間。因?yàn)樗苯佑绊懲瓿梢淮螠y(cè)量所需的時(shí)間。

考慮分辨率的原因是由于中頻濾波器是帶限電路，需要有限的時(shí)間來充電和放電。如果混頻分量掃過濾波器的速度過快，便會(huì)造成如圖 2-14 所示的顯示幅度的丟失。(關(guān)于處理中頻響應(yīng)時(shí)間的其他方法，見本章后面所述的“包絡(luò)檢波器”。)如果我們考慮混頻分量停留在中頻濾波器通帶內(nèi)的時(shí)間，則這個(gè)時(shí)間與帶寬成正比，與單位時(shí)間內(nèi)的掃描(Hz)成反比，即：

通帶內(nèi)的時(shí)間 =

許多模擬分析儀中所采用的同步調(diào)諧式準(zhǔn)高斯濾波器的 k 值在 2 至 3 之間。

圖 2-14. 掃描過快引起顯示幅度的下降和所指定頻率的偏移

我們得出的重要結(jié)論是：分辨率的變化對(duì)掃描時(shí)間有重大影響。老式模擬分析儀通常都能按 1、3、10 的規(guī)律或大致等于 10 的平方根的比率提供步進(jìn)值。所以，當(dāng)分辨率每改變一檔，掃描時(shí)間會(huì)受到約 10 倍的影響。Keysight X 系列信號(hào)分析儀提供的帶寬步進(jìn)可達(dá) 10%，以實(shí)現(xiàn)掃寬、分辨率和掃描時(shí)間三者更好的折衷。

頻譜分析儀一般會(huì)根據(jù)掃寬和分辨率帶寬的設(shè)置自動(dòng)調(diào)整掃描時(shí)間，通過調(diào)節(jié)掃描時(shí)間來維持一個(gè)被校準(zhǔn)的顯示。必要時(shí)，我們可以不使用自動(dòng)調(diào)節(jié)而采用手動(dòng)方式設(shè)定掃描時(shí)間。如果所要求的掃描時(shí)間比提供的最大可用掃描時(shí)間還短，頻譜儀會(huì)在網(wǎng)格線右上方顯示“Meas Uncal”以表示顯示結(jié)果未經(jīng)校準(zhǔn)。

數(shù)字分辨率濾波器

是德科技頻譜分析儀或信號(hào)分析儀中所使用的數(shù)字分辨率濾波器對(duì)掃描時(shí)間的影響與之前所述的模擬濾波器不同。對(duì)于掃描分析，利用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)的濾波器在不進(jìn)行更深入處理的條件下，掃描速度提高至原來的 2 至 4倍。

而配有選件 FS1 的 X 系列信號(hào)分析儀利用編程方法可以校正分辨率帶寬在大約 3 kHz 至 100 kHz 之間時(shí)掃描速度過快的影響。因此取決于特定的設(shè)置，掃描時(shí)間可以從秒級(jí)縮短到毫秒級(jí)。見圖 2-14a。不包括校正過程的掃描時(shí)間將達(dá)到 79.8 秒。圖 2-14b 顯示了分析儀配有選件 FS1 時(shí)，掃描時(shí)間達(dá) 1.506 秒。對(duì)于這些最寬的分辨率帶寬，掃描時(shí)間已經(jīng)非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 掃寬、1 MHz 分辨率帶寬條件下，使用公式計(jì)算得出掃描時(shí)間僅為 2 毫秒。

對(duì)于較窄的分辨率帶寬，Keysight 頻譜分析儀或信號(hào)分析儀使用快速傅立葉變換(FFT)來處理數(shù)據(jù)，因此掃描時(shí)間也會(huì)比公式預(yù)計(jì)的時(shí)間短。由于被分析的信號(hào)是在多個(gè)頻率范圍中進(jìn)行處理，所以不同的分析儀會(huì)有不同的性能表現(xiàn)。例如，如果頻率范圍為 1 kHz，那么當(dāng)我們選擇 10 Hz 的分辨率帶寬時(shí)，分析儀實(shí)際上是在 1 kHz 單元中通過 100 個(gè)相鄰的 10 Hz 濾波器同時(shí)處理數(shù)據(jù)。如果數(shù)字處理的速度能達(dá)到瞬時(shí)，那么可以預(yù)期掃描時(shí)間將縮短 100 倍。實(shí)際上縮減的程度要小些，但仍然非常有意義。

圖 2-14a. 20 kHz RBW、未配有選件 FS1 時(shí)的全掃寬掃描速度

圖 2-14b. 20 kHz RBW、配有選件 FS1 時(shí)的全掃寬掃描速度

包絡(luò)檢波器

老式分析儀通常會(huì)使用包絡(luò)檢波器將中頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為視頻信號(hào)7。最簡單的包絡(luò)檢波器由二極管、負(fù)載電阻和低通濾波器組成，如圖 2-15 所示。示例中的中頻鏈路輸出信號(hào)(一個(gè)幅度調(diào)制的正弦波)被送至檢波器，檢波器的輸出響應(yīng)隨中頻信號(hào)的包絡(luò)而變化，而不是中頻正弦波本身的瞬時(shí)值。

對(duì)大多數(shù)測(cè)量來說，我們選擇足夠窄的分辨率帶寬來分辨輸入信號(hào)的各個(gè)頻譜分量。如果本振頻率固定，頻譜儀則調(diào)諧到信號(hào)的其中一個(gè)頻譜分量上，那么中頻輸出就是一個(gè)恒定峰值的穩(wěn)定正弦波。于是包絡(luò)檢波器的輸出將是一個(gè)恒定(直流)電壓，并沒有需要檢波器來跟蹤的變化。

不過，有些時(shí)候我們會(huì)故意使分辨率帶寬足夠?qū)捯园瑑蓚€(gè)或更多的頻譜分量，而有些場(chǎng)合則別無選擇，因?yàn)檫@些頻譜分量之間的頻率間隔比最窄的分辨率帶寬還要小。假設(shè)通帶內(nèi)只含兩個(gè)頻譜分量，則兩個(gè)正弦波會(huì)相互影響而形成拍音，如圖 2-16 所示，中頻信號(hào)的包絡(luò)會(huì)隨著兩個(gè)正弦波間的相位變化而變化。

分辨率(中頻)濾波器的帶寬決定了中頻信號(hào)包絡(luò)變化的最大速率。該帶寬決定了兩個(gè)輸入正弦波之間有多大的頻率間隔從而在經(jīng)混頻后能夠同時(shí)落在濾波器通帶內(nèi)。假設(shè)末級(jí)中頻為 22.5 MHz，帶寬為 100 kHz，那么兩個(gè)間隔 100 kHz 的輸入信號(hào)會(huì)產(chǎn)生 22.45 和 22.55 MHz 的混頻分量，因而滿足上述標(biāo)準(zhǔn)，如圖 2-16 所示。檢波器必須能夠跟蹤由這兩個(gè)信號(hào)所引起的包絡(luò)變化，而不是 22.5 MHz 中頻信號(hào)本身的包絡(luò)。

包絡(luò)檢波器使頻譜分析儀成為一個(gè)電壓表。讓我們?cè)俅慰紤]上述中頻通帶內(nèi)同時(shí)有兩個(gè)等幅信號(hào)的情況，功率計(jì)所指示的電平值會(huì)比任何一個(gè)信號(hào)都要高 3 dB，也就是兩個(gè)信號(hào)的總功率。假定兩個(gè)信號(hào)靠得足夠近，以致分析儀調(diào)諧至它們中間時(shí)由于濾波器的頻響跌落而引起的衰減可以忽略不計(jì)。(對(duì)于這里所討論的內(nèi)容，我們假設(shè)濾波器具有理想的矩形特性。)

那么分析儀的顯示將在任一信號(hào)電平 2 倍的電壓值(大于 6 dB)與 0(在對(duì)數(shù)標(biāo)度下為負(fù)無窮大)之間變化。記住這兩個(gè)信號(hào)是不同頻率的正弦信號(hào)(矢量)，所以它們彼此之間的相位也在不斷變化，有時(shí)剛好同相，幅值相加，而有時(shí)又剛好反相，則幅值相減。

因此，包絡(luò)檢波器根據(jù)來自中頻鏈路的信號(hào)峰值(而不是瞬時(shí)值)的變化而改變，導(dǎo)致信號(hào)相位的丟失，這將電壓表的特性賦予了頻譜分析儀。

數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)的分辨率帶寬濾波器不包括模擬的包絡(luò)檢波器，而是用數(shù)字處理計(jì)算出 I、Q 兩路數(shù)據(jù)平方和的方根，這在數(shù)值上與包絡(luò)檢波器的輸出相同。

一種頻率范圍從零(直流)到由電路元件決定的某個(gè)較高頻率的信號(hào)。頻譜儀早期的模擬顯示技術(shù)用這種信號(hào)直接驅(qū)動(dòng) CRT 的垂直偏轉(zhuǎn)，因此被稱為視頻信號(hào)。

顯示

直到 20 世紀(jì) 70 年代中期，頻譜分析儀的顯示方式還是純模擬的。顯示的跡線呈現(xiàn)連續(xù)變化的信號(hào)包絡(luò)，且沒有信息丟失。但是模擬顯示有著自身的缺點(diǎn)，主要的問題是處理窄分辨率帶寬時(shí)所要求的掃描時(shí)間很長。在極端情況下，顯示跡線會(huì)變成一個(gè)在陰極射線顯像管(CRT)屏幕上緩慢移動(dòng)的光點(diǎn)，而沒有實(shí)際的跡線。所以，長掃描時(shí)間使顯示變得沒有意義。

是德科技(當(dāng)時(shí)是惠普的一部分)率先提出了一種可變余輝存儲(chǔ)的 CRT，能在它上面調(diào)節(jié)顯示信息的消退速率。如果調(diào)節(jié)適當(dāng)，那么在舊跡線剛剛消失的時(shí)刻新的跡線恰好出現(xiàn)以更新顯示。這種顯示是連續(xù)、無閃爍的，而且避免了跡線重疊帶來的混淆。它的效果相當(dāng)好，但是針對(duì)每個(gè)新的測(cè)量狀態(tài)需要重新調(diào)整亮度和消退速度。

20 世紀(jì) 70 年代中期，數(shù)字電路發(fā)展起來，它很快被用于頻譜分析儀中。一旦一條跡線被數(shù)字化并存入存儲(chǔ)器后，便永久地用于顯示。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。

圖 2-17. 對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化時(shí)，每個(gè)點(diǎn)應(yīng)顯示什么樣的值?

檢波器類型

采用數(shù)字顯示，我們需要確定對(duì)每個(gè)顯示數(shù)據(jù)點(diǎn)，應(yīng)該用什么樣的值來代表。無論我們?cè)陲@示器上使用多少個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，每個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)必須能代表某個(gè)頻率范圍或某段時(shí)間間隔(盡管在討論頻譜分析儀時(shí)通常并不會(huì)用時(shí)間)內(nèi)出現(xiàn)的信號(hào)。

這個(gè)過程好似先將某個(gè)時(shí)間間隔的數(shù)據(jù)都放到一個(gè)信號(hào)收集單元(bucket)內(nèi)，然后運(yùn)用某一種必要的數(shù)學(xué)運(yùn)算從這個(gè)信號(hào)收集單元中取出我們想要的信息比特。隨后這些數(shù)據(jù)被放入存儲(chǔ)器再被寫到顯示器上。這種方法提供了很大的靈活性。

這里我們將要討論 6 種不同類型的檢波器。

在圖 2-18 中，每個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)包含由以下公式?jīng)Q定的掃寬和時(shí)間幀的數(shù)據(jù)：

圖 2-18. 1001 個(gè)跡線點(diǎn)(信號(hào)收集單元)中的每個(gè)點(diǎn)都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0.01 ms 的時(shí)間掃寬

頻率：信號(hào)收集單元的寬度 = 掃寬/(跡線點(diǎn)數(shù) – 1)

時(shí)間：信號(hào)收集單元的寬度 = 掃描時(shí)間/(跡線點(diǎn)數(shù) – 1)

不同儀器的采樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時(shí)間能夠獲得更高的精度，因?yàn)槿魏我环N情況都會(huì)增加信號(hào)收集單元所含的樣本數(shù)。采用數(shù)字中頻濾波器的分析儀，采樣速率和內(nèi)插特性按照等效于連續(xù)時(shí)間處理來設(shè)計(jì)。

“信號(hào)收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區(qū)分這 6 種顯示檢波器類型：

– 取樣檢波

– 正峰值檢波(簡稱峰值檢波)

– 負(fù)峰值檢波

– 正態(tài)檢波(Normal)

– 平均檢波

– 準(zhǔn)峰值檢波

圖 2-19. 存儲(chǔ)器中存入的跡線點(diǎn)基于不同的檢波器算法

前三種檢波類型(取樣、峰值和負(fù)峰值)比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態(tài)、平均和準(zhǔn)峰值檢波要復(fù)雜一些，我們稍后進(jìn)行討論。

我們回到之前的問題：如何用數(shù)字技術(shù)盡可能如實(shí)地顯示模擬系統(tǒng)?我們來設(shè)想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的信號(hào)只包含噪聲和一個(gè)連續(xù)波(CW)信號(hào)。

取樣檢波

作為第一種方法，我們只選取每個(gè)信號(hào)收集單元的中間位置的瞬時(shí)電平值(如圖 2-19)作為數(shù)據(jù)點(diǎn)，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續(xù)的，我們?cè)O(shè)計(jì)了一種能描繪出各點(diǎn)之間矢量關(guān)系的系統(tǒng)。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個(gè)還算合理的顯示。當(dāng)然，跡線上的點(diǎn)數(shù)越多，就越能真實(shí)地再現(xiàn)模擬信號(hào)。不同頻譜儀的可用顯示點(diǎn)數(shù)是不一樣的，對(duì)于 X 系列信號(hào)分析儀，頻域跡線的取樣顯示點(diǎn)數(shù)可以從最少 1 個(gè)點(diǎn)到最多 40001 個(gè)點(diǎn)。如圖 2-21 所示，增加取樣點(diǎn)確實(shí)可使結(jié)果更接近于模擬信號(hào)。

雖然這種取樣檢波方式能很好的體現(xiàn)噪聲的隨機(jī)性，但并不適合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信號(hào)分析儀上觀察一個(gè) 100 MHz 的梳狀信號(hào)，分析儀的掃寬可以被設(shè)置為 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 個(gè)顯示點(diǎn)，每個(gè)顯示點(diǎn)代表 26.5 MHz 的頻率掃寬(信號(hào)收集單元)，也遠(yuǎn)大于 8 MHz 的最大分辨率帶寬。

結(jié)果，采用取樣檢波模式時(shí)，只有當(dāng)梳狀信號(hào)的混頻分量剛好處在中頻的中心處時(shí)，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個(gè)使用取樣檢波的帶寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀信號(hào)幅度應(yīng)該與圖 2-22b 所示(使用峰值檢波)的實(shí)際信號(hào)基本一致?？梢缘贸?，取樣檢波方式并不適用于所有信號(hào)，也不能反映顯示信號(hào)的真實(shí)峰值。當(dāng)分辨率帶寬小于采樣間隔(如信號(hào)收集單元的寬度)時(shí)，取樣檢波模式會(huì)給出錯(cuò)誤的結(jié)果。

圖 2-22a. 取樣檢波模式下的帶寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀信號(hào)

圖 2-22b. 在 10 MHz 掃寬內(nèi)，采用(正)峰值檢波得到的實(shí)際梳狀信號(hào)

(正)峰值檢波

確保所有正弦波的真實(shí)幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)出現(xiàn)的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀默認(rèn)的檢波方式，因?yàn)闊o論分辨率帶寬和信號(hào)收集單元的寬度之間的關(guān)系如何，它都能保證不丟失任何正弦信號(hào)。不過，與取樣檢波方式不同的是，由于峰值檢波只顯示每個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)的最大值而忽略了實(shí)際的噪聲隨機(jī)性，所以在反映隨機(jī)噪聲方面并不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補(bǔ)充。

負(fù)峰值檢波

負(fù)峰值檢波方式顯示的是每個(gè)信號(hào)收集單元中的最小值。大多數(shù)頻譜儀都提供這種檢波方式，盡管它不像其他方式那么常用。對(duì)于 EMC 測(cè)量，想要從脈沖信號(hào)中區(qū)分出 CW 信號(hào)，負(fù)峰值檢波會(huì)很有用。在本應(yīng)用指南后面的內(nèi)容里，我們將看到負(fù)峰值檢波還能應(yīng)用于使用外部混頻器進(jìn)行高頻測(cè)量時(shí)的信號(hào)識(shí)別。

正態(tài)檢波

為了提供比峰值檢波更好的對(duì)隨機(jī)噪聲的直觀顯示并避免取樣檢波模式顯示信號(hào)的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態(tài)檢波模式(俗稱 rosenfell9 模式)。如果信號(hào)像用正峰值和負(fù)峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該算法將這種信號(hào)歸類為噪聲信號(hào)。

Roesnfell 并不是人名，而是一種運(yùn)算方法的描述，用以測(cè)試在給定數(shù)據(jù)點(diǎn)代表的信號(hào)收集單元內(nèi)的信號(hào)是上升還是下降，有時(shí)也寫成 rose’n’fell。

在這種情況下，用奇數(shù)號(hào)的數(shù)據(jù)點(diǎn)來顯示信號(hào)收集單元中的最大值，用偶數(shù)號(hào)的數(shù)據(jù)點(diǎn)來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態(tài)檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。(由于取樣檢波器在測(cè)量噪聲時(shí)非常有效，所以它常被用于噪聲游標(biāo)應(yīng)用。同樣在信道功率測(cè)量和鄰道功率測(cè)量中需要一種檢波類型，可以提供無任何傾 向 的結(jié)果，此時(shí)適合使用峰值檢波。對(duì)沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。)

當(dāng)遇到正弦信號(hào)時(shí)會(huì)是什么情況呢?我們知道，當(dāng)混頻分量經(jīng)過中頻濾波器時(shí)，頻譜儀的顯示器上會(huì)描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個(gè)顯示點(diǎn)，便會(huì)出現(xiàn)下述情況：顯示信號(hào)只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時(shí)才上升，也只在混頻分量遠(yuǎn)離濾波器中心頻率時(shí)才下降。無論哪一種情況，正峰值和負(fù)峰值檢波都能檢測(cè)出單一方向上的幅度變化，并根據(jù)正態(tài)檢波算法，顯示每個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)的最大值，如圖 2-24 所示。

當(dāng)分辨率帶寬比信號(hào)收集單元窄時(shí)又會(huì)怎樣呢?這時(shí)信號(hào)在信號(hào)收集單元內(nèi)既有上升又有下降。如果信號(hào)收集單元恰好是奇數(shù)號(hào)，則一切正常，信號(hào)收集單元內(nèi)的最大值將作為下一個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)直接被繪出。但是，如果信號(hào)收集單元是偶數(shù)號(hào)的，那么描繪出的將是信號(hào)收集單元內(nèi)的最小值。根據(jù)分辨率帶寬和信號(hào)收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同于真實(shí)峰值(我們希望顯示的值)。在信號(hào)收集單元寬度遠(yuǎn)大于分辨率帶寬的極端情況下，信號(hào)收集單元內(nèi)的最大值和最小值之差將是信號(hào)峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個(gè)信號(hào)收集單元，當(dāng)前信號(hào)收集單元中的峰值總是與前一個(gè)信號(hào)收集單元中的峰值相比較，當(dāng)信號(hào)單元為奇數(shù)號(hào)時(shí)(如第 7 個(gè)單元)就顯示兩者中的較大值。此峰值實(shí)際上發(fā)生在第6 個(gè)信號(hào)收集單元，但在第 7 個(gè)單元才被顯示出來。

圖 2-24. 當(dāng)信號(hào)收集單元內(nèi)的值只增大或只減小時(shí)，正態(tài)檢波顯示該單元內(nèi)的最大值

正態(tài)檢波算法：

如果信號(hào)值在一個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)既有上升又有下降：則偶數(shù)號(hào)信號(hào)收集單元將顯示該單元內(nèi)的最小值(負(fù)峰值)。并記錄最大值，然后在奇數(shù)號(hào)信號(hào)收集單元中將當(dāng)前單元內(nèi)的峰值與之前(記錄的)一個(gè)單元的峰值進(jìn)行比較并顯示兩者中的較大值(正峰值)。如果信號(hào)在一個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。

這個(gè)處理過程可能引起數(shù)據(jù)點(diǎn)的最大值顯示過于偏向右方，但此偏移量通常只占掃寬的一個(gè)很小的百分?jǐn)?shù)。一些頻譜分析儀，例如高性能 X 系列信號(hào)分析儀，通過調(diào)節(jié)本振的起止頻率來補(bǔ)償這種潛在的影響。

另一種錯(cuò)誤是顯示峰值有兩個(gè)而實(shí)際峰值只存在一個(gè)，圖 2-26 顯示出可能發(fā)生這種情況的例子。使用較寬分辨率帶寬并采用峰值檢波時(shí)兩個(gè)峰值輪廓被顯示出來。

因此峰值檢波最適用于從噪聲中定位 CW 信號(hào)，取樣檢波最適用于測(cè)量噪聲，而既要觀察信號(hào)又要觀察噪聲時(shí)采用正態(tài)檢波最為合適。

圖 2-25. 正態(tài)檢波算法所選擇的顯示跡線點(diǎn)

圖 2-26. 正態(tài)檢波顯示出兩個(gè)峰值而實(shí)際只存在一個(gè)

平均檢波

雖然現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有信息。比如在測(cè)量一個(gè) W-CDMA 信號(hào)的信道功率時(shí)，我們需要集成信號(hào)的均方根值，這個(gè)測(cè)量過程涉及到頻譜儀一定頻率范圍內(nèi)的信號(hào)收集單元的總功率，取樣檢波并不能提供這個(gè)信息。

雖然一般頻譜儀是在每個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)多次收集幅度數(shù)據(jù)，但取樣檢波只保留這些數(shù)據(jù)中的一個(gè)值而忽略其他值。而平均檢波會(huì)使用該時(shí)間(和頻率)間隔內(nèi)的該信號(hào)收集單元內(nèi)所有數(shù)據(jù)，一旦數(shù)據(jù)被數(shù)字化并且我們知道其實(shí)現(xiàn)的環(huán)境，便可以將數(shù)據(jù)以多種方法處理從而獲得想要的結(jié)果。

某些頻譜儀將功率(基于電壓的均方根值)取平均的檢波稱為 rms(均方根) 檢波。Keysight X 系列信號(hào)分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和信號(hào)的對(duì)數(shù)平均，不同的平均類型可以通過按鍵單獨(dú)選擇：

功率(rms)平均是對(duì)信號(hào)的均方根電平取平均值，這是將一個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)所測(cè)得的電壓值取平方和再開方然后除以頻譜儀輸入特性阻抗(通常為 50 Ω)而得到。功率平均計(jì)算出真實(shí)的平均功率，最適用于測(cè)量復(fù)雜信號(hào)的功率。

電壓平均是將一個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)測(cè)得的信號(hào)包絡(luò)的線性電壓值取平均。在 EMI 測(cè)試中通常用這種方法來測(cè)量窄帶信號(hào)(這部分內(nèi)容將在下一節(jié)做進(jìn)一步討論)。電壓平均還可以用來觀察 AM 信號(hào)或脈沖調(diào)制信號(hào)(如雷達(dá)信號(hào)、TDMA 發(fā)射信號(hào))的上升和下降情況。

對(duì)數(shù)功率(視頻)平均是將一個(gè)信號(hào)收集單元內(nèi)所測(cè)得的信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)幅度值(單位為 dB)取平均。它最適合用來觀察正弦信號(hào)，特別是那些靠近噪聲的信號(hào)。

因此，使用功率為平均類型的平均檢波方式提供的是基于 rms 電壓值的真實(shí)平均功率，而平均類型為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均類型為對(duì)數(shù)的檢波器沒有其他等效方式。

采用平均檢波測(cè)量功率較取樣檢波有所改進(jìn)。取樣檢波需要進(jìn)行多次掃描以獲取足夠的數(shù)據(jù)點(diǎn)來提供精確的平均功率信息。平均檢波使得對(duì)信道功率的測(cè)量從某范圍內(nèi)信號(hào)收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時(shí)間間隔的合成。在快速傅立葉變換(FFT)頻譜儀12中，用于測(cè)量信道功率的值由顯示數(shù)據(jù)點(diǎn)的和變?yōu)榱?FFT 變換點(diǎn)之和。

在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率信息，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點(diǎn)的功率信息。所以當(dāng)測(cè)量時(shí)間相同時(shí)，平均檢波的結(jié)果一致性更高。在掃描分析時(shí)也可以簡單地通過延長掃描時(shí)間來提高測(cè)量結(jié)果的穩(wěn)定性。

EMI 檢波器：平均檢波和準(zhǔn)峰值檢波

平均檢波的一個(gè)重要應(yīng)用是用于檢測(cè)設(shè)備的電磁干擾(EMI)特性。在這種應(yīng)用中，上一節(jié)所述的電壓平均方式可以測(cè)量到可能被寬帶脈沖噪聲所掩蓋的窄帶信號(hào)。在 EMI 測(cè)試儀器中所使用的平均檢波將取出待測(cè)的包絡(luò)并使其通過一個(gè)帶寬遠(yuǎn)小于 RBW 的低通濾波器，此濾波器對(duì)信號(hào)的高頻分量(如噪聲)做積分(取平均)運(yùn)算。若要在一個(gè)沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實(shí)現(xiàn)這種檢波類型，需將頻譜儀設(shè)置為線性模式并選擇一個(gè)視頻濾波器，它的截止頻率需小于被測(cè)信號(hào)的最小 PRF(脈沖重復(fù)頻率)。

準(zhǔn)峰值檢波(QPD)同樣也用于 EMI 測(cè)試中。QPD 是峰值檢波的一種加權(quán)形式，它的測(cè)量值隨被測(cè)信號(hào)重復(fù)速率的下降而減小。也就是，一個(gè)給定峰值幅度并且脈沖重復(fù)速率為 10 Hz 的脈沖信號(hào)比另一個(gè)具有相同峰值幅度但脈沖重復(fù)速率為 1 kHz 的信號(hào)準(zhǔn)峰值要低。這種信號(hào)加權(quán)是通過帶有特定充放電結(jié)構(gòu)的電路和由 CISPR 定義的顯示時(shí)間常量來實(shí)現(xiàn)。

CISPR，國際無線電干擾特別委員會(huì)，由一些國際組織建立于 1934 年，致力于解決無線電干擾。它是由國際電工委員會(huì)(IEC)和許多其他國際組織的委員所組成的一個(gè)非政府組織,其所推薦的標(biāo)準(zhǔn)通常成為世界各地的政府監(jiān)管機(jī)構(gòu)所采用的法定 EMC 測(cè)試要求的基礎(chǔ)。

QPD 也是定量測(cè)量信號(hào)“干擾因子”的一種方法。設(shè)想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺(tái)，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那么基本上還可以正常收聽節(jié)目，但是，如果相同幅度的干擾信號(hào)每秒出現(xiàn) 60 次，就無法再正常收聽節(jié)目了。

平滑處理

在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡(luò)檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經(jīng)討論過的平均檢波，還有兩種方法：視頻濾波和跡線平均14。下面將對(duì)它們進(jìn)行介紹。

視頻濾波

要識(shí)別靠近噪聲的信號(hào)并不只是 EMC 測(cè)量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測(cè)信號(hào)加上它自身的內(nèi)部噪聲。為了減小噪聲對(duì)顯示信號(hào)幅度的影響，我們常常對(duì)顯示進(jìn)行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變視頻濾波器就是用作此目的。它是一個(gè)低通濾波器，位于包絡(luò)檢波器之后，并且決定了視頻信號(hào)的帶寬，該視頻信號(hào)稍后將被數(shù)字化以生成幅度數(shù)據(jù)。此視頻濾波器的截止頻率可以減小到小于已選定的分辨率帶寬(IF)濾波器的帶寬。這時(shí)候，視頻系統(tǒng)將無法再跟隨經(jīng)過中頻鏈路的信號(hào)包絡(luò)的快速變化。結(jié)果就是對(duì)被顯示信號(hào)的平均或平滑。

圖 2-27. 頻譜分析儀顯示的信號(hào)加噪聲

圖 2-28. 圖 2-27 中的信號(hào)經(jīng)充分平滑后的顯示

圖 2-29. VBW 與 RBW 比值分別為 3:1、1:10、1:100 時(shí)的平滑效果

這種效果在測(cè)量噪聲時(shí)最為明顯，尤其是選用高分辨率帶寬的時(shí)候。當(dāng)減小視頻帶寬，那么噪聲峰峰值的波動(dòng)變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度(平均或平滑的程度)隨視頻帶寬和分辨率帶寬的比值而變。當(dāng)比值小于或等于 0.01 時(shí)，平滑效果較好，而比值增大時(shí)，平滑效果則不太理想。視頻濾波器不會(huì)對(duì)已經(jīng)平滑的信號(hào)跡線(例如顯示的正弦信號(hào)已可以很好地與噪聲區(qū)分)有任何影響。

如果將頻譜儀設(shè)置為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點(diǎn)：首先，如果 VBW > RBW，則改變分辨率帶寬對(duì)噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變視頻帶寬似乎會(huì)影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因?yàn)轭l譜儀當(dāng)前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現(xiàn)出隨著視頻帶寬而變，這是由于平均(平滑)處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡(luò)的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平并不改變，如圖 2-30b。

圖 2-30a. 正峰值檢波模式：減小視頻帶寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平

圖 2-30b. 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的比值為多少(3:1、1:10、1:100)，噪聲電平保持不變

由于視頻濾波器有自己的響應(yīng)時(shí)間，因此當(dāng)視頻帶寬 VBW 小于分辨率帶寬 RBW 時(shí)，掃描時(shí)間的改變近似與視頻帶寬的變化成反比，掃描時(shí)間(ST)通過以下公式來描述：

分析儀根據(jù)視頻帶寬、掃寬和分辨率帶寬，自動(dòng)設(shè)置相應(yīng)的掃描時(shí)間。

跡線平均

數(shù)字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它通過逐點(diǎn)的兩次或多次掃描來實(shí)現(xiàn)平均，每一個(gè)顯示點(diǎn)的新數(shù)值由當(dāng)前值與前一個(gè)平均值再求平均得到：

因此，經(jīng)過若干掃描后顯示會(huì)漸漸趨于一個(gè)平均值。通過設(shè)置發(fā)生平均的掃描次數(shù)，可以像視頻濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數(shù)下獲得的跡線平均效果。盡管跡線平均不影響掃描時(shí)間，但因?yàn)槎啻螔呙栊枰欢ǖ臅r(shí)間，因此要達(dá)得期望的平均效果所用的時(shí)間與采用視頻濾波方式所用的時(shí)間大致相同。

圖 2-31. 掃描次數(shù)分別為 1、5、20、100(每組掃描對(duì)應(yīng)跡線位置偏移從上到下)時(shí)的跡線平均效果

在大多數(shù)場(chǎng)合里無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測(cè)信號(hào)是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦信號(hào)，則不管使用視頻濾波還是跡線平均都會(huì)得到相同的效果。

不過，兩者之間仍有一個(gè)明顯的區(qū)別。視頻濾波是對(duì)信號(hào)實(shí)時(shí)地進(jìn)行平均，即隨著掃描的進(jìn)行我們看到的是屏幕上每個(gè)顯示點(diǎn)的充分平均或平滑效果。每個(gè)點(diǎn)只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時(shí)間約為 1/VBW。而跡線平均需要進(jìn)行多次掃描來實(shí)現(xiàn)顯示信號(hào)的充分平均，且每個(gè)點(diǎn)上的平均處理發(fā)生在多次掃描所需的整個(gè)時(shí)間周期內(nèi)。

所以對(duì)于某些信號(hào)來說，采用不同的平滑方式會(huì)得到截然不同的效果。比如對(duì)一個(gè)頻譜隨時(shí)間變化的信號(hào)采用視頻平均時(shí)，每次掃描都會(huì)得到不同的平均結(jié)果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結(jié)果將更接近于真實(shí)的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。

圖 2-32a 和 2-32b 顯示對(duì)調(diào)頻廣播信號(hào)分別應(yīng)用視頻濾波和跡線平均，所產(chǎn)生的不同效果。

圖 2-32a. 視頻濾波

圖 2-32b. 跡線平均

時(shí)間選通

具有時(shí)間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上占據(jù)相同部分而時(shí)域上彼此分離的信號(hào)的頻譜信息。通過利用外部觸發(fā)信號(hào)調(diào)整這些信號(hào)間的間隔，可以實(shí)現(xiàn)如下功能：

– 測(cè)量在時(shí)域上彼此分離的多個(gè)信號(hào)中的任意一個(gè)(例如，您可以分離出兩個(gè)時(shí)分而頻率相同的無線信號(hào)的頻譜)

– 測(cè)量 TDMA 系統(tǒng)中某個(gè)時(shí)隙的信號(hào)頻譜

– 排除干擾信號(hào)的頻譜，比如去除只存在于一段時(shí)間的周期性脈沖邊緣的瞬態(tài)過程

為什么需要時(shí)間選通

傳統(tǒng)的頻域頻譜分析儀在分析某些信號(hào)時(shí)只能提供有限的信息。這些較難分析的信號(hào)類型包括：

– 射頻脈沖

– 時(shí)間復(fù)用

– 時(shí)分多址(TDMA)

– 頻譜交織或非連續(xù)

– 脈沖調(diào)制

有些情況，時(shí)間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進(jìn)行但也非常困難的測(cè)量。

測(cè)量時(shí)分雙工信號(hào)

如何使用時(shí)間選通功能執(zhí)行復(fù)雜的測(cè)量，請(qǐng)見圖 2-33a。圖中顯示了一個(gè)簡化的數(shù)字移動(dòng)信號(hào)，其中包含無線信號(hào) #1 和 #2，它們占據(jù)同一頻道而時(shí)間分用。每路信號(hào)發(fā)送一個(gè) 1 ms 的脈沖，然后關(guān)閉，而后另一路信號(hào)再發(fā)送 1 ms。問題的關(guān)鍵是如何測(cè)量每個(gè)發(fā)射信號(hào)單獨(dú)的頻譜。

圖 2-33a. 在時(shí)域里簡化的數(shù)字移動(dòng)無線信號(hào)

令人遺憾的是，傳統(tǒng)的頻譜分析儀并不能實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。它只能顯示兩個(gè)信號(hào)的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現(xiàn)代分析儀利用時(shí)間選通功能以及一個(gè)外部觸發(fā)信號(hào)，就能夠觀察到單獨(dú)的無線信號(hào) #1(或 #2)的頻譜并確定其是否存在所顯示的雜散信號(hào)，如圖2-33c。

調(diào)整這些參數(shù)可以讓您觀察到所需的某個(gè)時(shí)間段的信號(hào)頻譜。如果剛好在感興趣的時(shí)間段里僅有一個(gè)選通信號(hào)，那么就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通信號(hào)。但是在許多情況下，選通信號(hào)的時(shí)間不會(huì)與我們要測(cè)量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結(jié)合指定的選通時(shí)延和選通脈沖寬度采用邊緣觸發(fā)模式來精確定義想測(cè)量信號(hào)的時(shí)間周期。

圖 2-34. 電平觸發(fā)：頻譜分析儀只在選通觸發(fā)信號(hào)高于某個(gè)確定的電平時(shí)才測(cè)量頻譜

圖 2-35. 采用 8 個(gè)時(shí)隙的 TDMA 信號(hào)(本例為 GSM 信號(hào))，時(shí)隙 0 為“關(guān)閉”。

考慮如圖 2-35 所示的 8 個(gè)時(shí)隙的 GSM 信號(hào)。每個(gè)突發(fā)脈沖序列的長度為 0.577 ms，整個(gè)幀長 4.615 ms。我們可能只對(duì)某個(gè)指定時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)頻譜感興趣。本例中假設(shè) 8 個(gè)可用時(shí)隙中使用了兩個(gè)(時(shí)隙 1 和 3)，如圖 2-36。當(dāng)在頻域中觀察此信號(hào)時(shí)，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多余的雜散信號(hào)。為了解決這個(gè)問題并找到干擾信號(hào)的來源，我們需要確定它出現(xiàn)在哪一個(gè)時(shí)隙里。如果要觀察時(shí)隙 3，我們可以將選通的觸發(fā)設(shè)置在時(shí)隙 3 中的突發(fā)脈沖序列的上升沿并指定選通時(shí)延為 1.4577 ms、選通脈沖寬度為461.60 μs，如圖 2-38 所示。選通時(shí)延確保了在整個(gè)突發(fā)脈沖序列持續(xù)期間我們只測(cè)量時(shí)隙 3 信號(hào)的頻譜。注意一定要謹(jǐn)慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發(fā)脈沖序列的上升沿和下降沿，因?yàn)樾枰跍y(cè)量前留出一些時(shí)間等待 RBW 濾波信號(hào)穩(wěn)定下來。圖 2-39. 顯示了時(shí)隙 3 的頻譜，表明雜散信號(hào)并不是由此突發(fā)脈沖引起的。

實(shí)現(xiàn)時(shí)間選通的三種常見方法

– FFT 選通

– 本振選通

– 視頻選通

圖 2-36. 只有時(shí)隙 1 和 3“開啟”的 GSM 信號(hào)在零掃寬(時(shí)域)時(shí)的顯示。

圖 2-37. 兩個(gè)時(shí)隙“開啟”的 GSM 信號(hào)的頻域顯示，頻譜中出現(xiàn)多余的雜散信號(hào)。

圖 2-38. 使用時(shí)間選通觀察 GSM 信號(hào)時(shí)隙 3 的頻譜。

圖 2-39. 時(shí)隙3 的頻譜表明雜散信號(hào)不是由此突發(fā)脈沖導(dǎo)致的。

選通 FFT

Keysight X 系列信號(hào)分析儀具有內(nèi)置的 FFT 功能。在此模式下，觸發(fā)啟用后經(jīng)過所選時(shí)延，頻譜儀開始捕獲數(shù)據(jù)并進(jìn)行 FFT 處理。中頻信號(hào)經(jīng)數(shù)字化后在 1.83/RBW 的時(shí)間周期內(nèi)被采集?；谶@個(gè)數(shù)據(jù)采集計(jì)算 FFT，得到信號(hào)的頻譜。因此，該頻譜存在于已知時(shí)間段的某個(gè)特定時(shí)間。當(dāng)頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時(shí)，這是速度最快的選通技術(shù)。

為了獲得盡可能大的頻率分辨率，應(yīng)選擇頻譜儀可用的最小的 RBW(它的捕獲時(shí)間與待測(cè)時(shí)間周期相適應(yīng))。但實(shí)際中并非總需如此，您可以選擇一個(gè)較寬的 RBW 同時(shí)相應(yīng)地減小選通脈沖寬度。在 FFT選通應(yīng)用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術(shù)的最小可用 RBW 更窄，因?yàn)樵谄渌夹g(shù)里中頻必須在脈沖持續(xù)期內(nèi)充分穩(wěn)定，這需要比 1.83/RBW 更長的時(shí)間。

本振選通

本振選通有時(shí)也稱為掃描選通，是另一項(xiàng)時(shí)間選通技術(shù)。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發(fā)生器產(chǎn)生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當(dāng)選通信號(hào)開啟時(shí)，本振信號(hào)在頻率上爬升。當(dāng)選通關(guān)閉后，掃描發(fā)生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術(shù)可以在每個(gè)突發(fā)脈沖信號(hào)持續(xù)期間內(nèi)對(duì)多個(gè)信號(hào)收集單元進(jìn)行測(cè)量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號(hào)為例。

圖 2-40. 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內(nèi)掃描

本振選通

本振選通有時(shí)也稱為掃描選通，是另一項(xiàng)時(shí)間選通技術(shù)。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發(fā)生器產(chǎn)生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當(dāng)選通信號(hào)開啟時(shí)，本振信號(hào)在頻率上爬升。當(dāng)選通關(guān)閉后，掃描發(fā)生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術(shù)可以在每個(gè)突發(fā)脈沖信號(hào)持續(xù)期間內(nèi)對(duì)多個(gè)信號(hào)收集單元進(jìn)行測(cè)量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號(hào)為例。

用標(biāo)準(zhǔn)非選通模式的 X 系列信號(hào)分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14.6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈沖寬度為 0.3 ms，頻譜儀必須在 49(14.6 除以 0.3)個(gè)選通信號(hào)間隔時(shí)間內(nèi)掃描;如果 GSM 信號(hào)的完整幀長為 4.615 ms，那么總的測(cè)量時(shí)間就等于 49 個(gè)選通信號(hào)間隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。這與后面所說的視頻選通技術(shù)相比在速度上有了很大的提高。X 系列信號(hào)分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。

圖 2-41. GSM 信號(hào)頻譜

視頻選通

一些頻譜儀(包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列)采用了視頻選通的信號(hào)分析技術(shù)。這種情況下，當(dāng)選通信號(hào)處于截止?fàn)顟B(tài)時(shí)視頻電壓被關(guān)閉或?yàn)椤柏?fù)無窮大”。檢波器設(shè)置為峰值檢波，掃描時(shí)間的設(shè)置必須保證選通信號(hào)在每個(gè)顯示點(diǎn)或信號(hào)收集單元內(nèi)至少出現(xiàn)一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應(yīng)時(shí)間間隔內(nèi)的真實(shí)數(shù)據(jù)，否則會(huì)出現(xiàn)沒有數(shù)據(jù)值的跡線點(diǎn)，進(jìn)而導(dǎo)致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時(shí)間 = 顯示點(diǎn)數(shù) N x 突發(fā)脈沖的時(shí)間周期。例如，在 GSM 測(cè)量中，完整幀長為 4.615 ms，假設(shè) ESA 頻譜儀設(shè)置為缺省顯示點(diǎn)數(shù) 401，那么對(duì)于 GSM 視頻選通測(cè)量的最小掃描時(shí)間是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期時(shí)間長達(dá) 90 ms，導(dǎo)致如果使用視頻選通技術(shù)需要很長的掃描時(shí)間?，F(xiàn)在，您已經(jīng)知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當(dāng)使用數(shù)字技術(shù)替代某些模擬電路時(shí)，對(duì)頻譜分析儀的性能有何改善。

圖 2-42. 具有視頻選通的頻譜分析儀的結(jié)構(gòu)框圖

原文標(biāo)題：干貨!一文精通頻譜儀原理[20220428]

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審核編輯：湯梓紅