基于獨(dú)立通信控制器SJA1000實(shí)現(xiàn)對(duì)CAN總線位定時(shí)參數(shù)進(jìn)行研究

引言

CAN總線是一種有效支持分布式控制和實(shí)時(shí)控制的、多主的異步串行通信網(wǎng)絡(luò)。由于CAN總線具有較強(qiáng)的糾錯(cuò)能力，支持差分收發(fā)，適合高噪聲環(huán)境，具有較遠(yuǎn)的傳輸距離，并且Philips和Intel等半導(dǎo)體公司都有支持CAN通信協(xié)議的集成器件。CAN總線已經(jīng)在各個(gè)領(lǐng)域中得到了廣泛應(yīng)用。

在CAN通信協(xié)議中規(guī)定，通信波特率、每個(gè)位周期的取樣位置和個(gè)數(shù)，都可以自行設(shè)定。這樣的設(shè)計(jì)理念，為用戶在自己的應(yīng)用中，優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)通訊性能提供了空間。為了通過設(shè)定位定時(shí)參數(shù)來優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)通信性能，必須清楚位定時(shí)參數(shù)與參考時(shí)鐘誤差和系統(tǒng)內(nèi)信號(hào)延遲的關(guān)系。如果位周期內(nèi)的取樣位置偏后，將能夠容忍較大的信號(hào)傳輸延遲，相應(yīng)的，總線傳輸距離可以延長；而如果周期內(nèi)的取樣位置接近中間，則可以容忍系統(tǒng)的節(jié)點(diǎn)間的參考時(shí)鐘誤差。但這顯然是矛盾的，為了協(xié)調(diào)這種矛盾，必須對(duì)位定時(shí)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化位置。

圖1 位周期結(jié)構(gòu)圖

通過對(duì)CAN總線位定時(shí)參數(shù)進(jìn)行研究，找到矛盾的關(guān)鍵所在，就能夠?qū)ζ溥M(jìn)行優(yōu)化，從而提高通信系統(tǒng)的整體性能。下面以Philips公司的獨(dú)立通信控制器 SJA1000為例，進(jìn)行研究。

1 相關(guān)定義

1.1 位周期的組成

波特率（fbit）是指單位時(shí)間內(nèi)所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的數(shù)量，一般取單位時(shí)間為1s。波特率由通信線上傳輸?shù)囊粋€(gè)數(shù)據(jù)位周期的長度（Tbit）決定，如下式所示。

Fbit=1/Tbit （1）

根據(jù)Philips公司的獨(dú)立通信控制器，一個(gè)位周期由3個(gè)部分組成：同步段（tSYNC_SEG）、相位緩沖段1（tTSEG1）和相位緩沖段2（tTSEG2）。

Tbit=tSYNC_SEG+tTSEG1+tTSEG2 （2）

所有這些時(shí)間段，都有一個(gè)共同的時(shí)間單元——系統(tǒng)時(shí)鐘周期（TSCL）。具體到SJA1000，TSCL由總線時(shí)序寄存器的值來確定。 SJA1000有2個(gè)總線時(shí)序寄存器，即總線時(shí)序寄存器0（BTR0）和總線時(shí)序寄存器1（BTR1）。這2個(gè)寄存器有自己不同的功能定義，共同作用決定總線的通信波特率。

總線時(shí)序寄存器0 定義波特率預(yù)設(shè)值BRP（共6位，取值區(qū)間［1，64］和同步跳轉(zhuǎn)寬度SJW（共2位，取值區(qū)間［1，4］）的值。位功能說明如表1所列。

CAN的系統(tǒng)時(shí)鐘周期TSCL，可以由BRP的數(shù)值為決定，計(jì)算公式如下：

TSCL=2TCLK×BRP=2TCLK×（32BRP.5+16BRP.4+

8BRP.3+4BRP.2+2BRP.1+1BRP.0+1） （3）

其中TCLK為參考時(shí)間的周期。

TCLK=1/fCLK （4）

為了補(bǔ)償不同總線控制器的時(shí)鐘振蕩器之間的相位偏移，任何總線控制器必須在當(dāng)前傳送的相關(guān)信號(hào)邊沿重新同步。同步跳轉(zhuǎn)寬度定義了每一位周期可以被重新同步縮短或延長的時(shí)鐘周期的最大數(shù)目。

tSJW=TSCL×（2×SJW.1+1×SJW.0+1） （5）

總線時(shí)序寄存器1 定義每個(gè)位周期長度采樣點(diǎn)的位置和在每個(gè)采樣點(diǎn)的采樣數(shù)目。位功能說明如表2所列，其中SAM意義見表3。

TSEG1（共4位，取值區(qū)間［1，16］）和TSEG2（共3位，取值區(qū)間［1，8］）決定了每一位時(shí)鐘數(shù)目和采樣點(diǎn)的位置。這里

tSYNC_SEG=1×TSCL（此時(shí)間段固定） （6）

tTSEG1=TSCL×（8×TSEG1.3+4×TSEG1.2+2×TSEG1.1+1×TESG1.0+1） （7）

tTSEG2=TSCL×（4×TSEG2.2+2×TSEG2.1+1×TESG2.0+1） （8）

位周期的標(biāo)量值（NBT）定義為，SYNC_SEG（同步段系統(tǒng)時(shí)鐘周期數(shù)）、TSEG1（相位緩沖段1系統(tǒng)時(shí)鐘周期數(shù)）、TSEG2（相位緩沖段2系統(tǒng)時(shí)鐘周期數(shù)）之和。這決定了它的取值區(qū)間為［3，25］，在1個(gè)取樣點(diǎn)時(shí)，最小值一般取4；在3個(gè)取樣點(diǎn)時(shí)，最小值一般取5。

NBT=Tbit/TSCL=SYNC_SEG+TSEG1+TSEG2 （9）

位周期的一般結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1.2 參考時(shí)鐘誤差

在系統(tǒng)中，每一個(gè)節(jié)點(diǎn)都有自己獨(dú)立的參考時(shí)鐘。由于制造工藝、運(yùn)行時(shí)間及環(huán)境溫度的變化，這些時(shí)鐘的實(shí)際頻率往往偏離預(yù)期的頻率值。我們稱這種偏差為參考時(shí)鐘誤差（Δf）。FCLK，max/min表示參考時(shí)鐘頻率的最大值或最小值，fCLK，rat表示參考時(shí)鐘頻率的額定值。

相應(yīng)的系統(tǒng)時(shí)鐘周期也會(huì)有誤差。TSCL，min表示系統(tǒng)時(shí)鐘周期最小值，TSCL，max表示系統(tǒng)時(shí)鐘周期最大值，TSCL，rat表示系統(tǒng)時(shí)鐘周期額定值。由于Δf《《1，可以進(jìn)行近似。

TSCL，min=（TSCL，rat）/（1+Δf）≈TSCL，rat×（1-Δf） （11）

TSCL，max=（TSCL，rat）/（1-Δf）≈TSCL，rat×（1+Δf） （12）

1.3 傳輸延遲

CAN總線采用無破壞性的基于優(yōu)先權(quán)的仲裁機(jī)制。在這種機(jī)制下，傳輸延遲至關(guān)重要。如果傳輸延遲時(shí)間過長，將導(dǎo)致無效的訪問仲裁。傳輸延遲時(shí)間由物理總線延時(shí)（tBUS）、總線驅(qū)動(dòng)器延時(shí)（ttran）和其它設(shè)備傳輸延遲（toth）共同決定。其它設(shè)備包括通信控制器、隔離光耦等。

tprop=2×（tBUS+ttran+toth）

傳輸延遲的標(biāo)量值（PROP）可以由公式（14）得到。

PROP=tprop/TSCL （14）

1.4 同步

通過同步機(jī)制，可以消除由于相位誤差帶來的影響，保證信息正確解碼。有兩種同步方式：硬同步和重同步。

硬同步僅發(fā)生在報(bào)文開始時(shí)，在一個(gè)空閑期間，總線上的所有控制器在一個(gè)SYNC_SEG段從隱性位到顯性位的跳變沿上，初始化自己的位周期定時(shí)，執(zhí)行一次硬同步。

重同步發(fā)生在報(bào)文位流發(fā)送期間，每一個(gè)隱性位到顯性位跳變沿后。重同步根據(jù)引起同步邊沿的相位誤差，要么增加tTSEG1，要么減少 tTSEG2，使采樣點(diǎn)處于恰當(dāng)?shù)奈恢?。同步邊沿的相位誤e，由相對(duì)于同步邊沿的位置而定，以系統(tǒng)時(shí)鐘周期（TSCL）。其它定及重同步處理方式如下：

e=0，同步邊沿發(fā)生在SYNC_SEG內(nèi)；

e》0，同步邊沿發(fā)生在TSEG1內(nèi)；

e《0，同步邊沿發(fā)生在TSEG2內(nèi)。

如果引起重同步的邊沿相位誤差e的幅值小于或等于tSJW編程數(shù)值，則得同步導(dǎo)致位時(shí)間縮短或延長，與硬同步的作用一樣；如果e為正值，且幅值大于tSJW，則增加tTSEG1值為tSJW；如果e為負(fù)值，且幅值大于tSJW，則減少值為tSJW。

2 參數(shù)計(jì)算規(guī)則

參數(shù)確定原則為：保證系統(tǒng)在極端惡劣條件的兩節(jié)點(diǎn)間，能夠正確接收并解碼網(wǎng)絡(luò)上的信息幀。極端惡劣條件是指這兩個(gè)節(jié)點(diǎn)的鐘振偏差在系統(tǒng)容忍偏差極限的兩端，并且兩節(jié)點(diǎn)間具有最大的傳輸延遲。在沒有噪音干擾的正常通信情況下，相位誤差累計(jì)的最壞情況是，重同步邊沿之間間隔有10個(gè)位周期。這是定義 SJW最小值的條件。

在實(shí)際的通信系統(tǒng)中，噪音干擾是不可避免的。由于噪音干擾，可能會(huì)導(dǎo)致重同步邊沿之間的間隔超過10個(gè)位周期，可能進(jìn)入錯(cuò)誤處理模式。在這種情況下，由于同步邊沿之間的時(shí)間比較長，所以保證每一位都能夠確切地取樣就更加重要。如果不能夠確切地取樣，將會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)到錯(cuò)誤并進(jìn)行錯(cuò)誤處理。

考慮各方面的影響，位定時(shí)參數(shù)的設(shè)置公式如下：

在計(jì)算SJWmin時(shí)，取大于計(jì)算數(shù)值的最小整數(shù)；在計(jì)算TSEG2max時(shí)，取小于計(jì)算數(shù)值的最大整數(shù)。由公式（15）～（18）可見，SJW和 TSEG2由NBF、Δf、PROP分別決定。計(jì)算得到SJW和TSEG2后，由公式（9）可以得到TSEG1。根據(jù)SJA1000的寄存器說明，可以得到具體寄存器的設(shè)置數(shù)值。

3 參數(shù)計(jì)算步驟及舉例

某CAN通信系統(tǒng)，采用1個(gè)取樣點(diǎn)模式，其它參數(shù)指標(biāo)如表4所列。

表4

①確定可能的BRP、NBT和PROP。

由公式（1）、（3）、（4）及（9）得到

NBT=1/（fbit·TSCL）=fCLK/（2fbit·BRP）

所以有 NBT·BRP=fCLK/2fbit （19）

將參數(shù)代入公式（19）得到NBT·BRP的值為48，而NBT取值為3～25，所以NBT和BRP所有可能的組合如表5所列。

表5

②計(jì)算NBTmin和NBTmax。由公式（15-1）、（18-1）、（19）、（14）及（3）推出

NBT≥

代入數(shù)據(jù)，計(jì)算得到8.31≤NBT≤17.9。原則上選12和16都可以，為了方便取得樣點(diǎn)，我們?nèi)≥^大的值16。

③根據(jù)公式（15-1）計(jì)算SJWmin，如表6所列。

④根據(jù)公式（17-1）計(jì)算TSEG2min，如表6所列。

⑤根據(jù)公式（18-1）計(jì)算TSEG2max，如表6所列。

⑥確定寄存器設(shè)置數(shù)值，如表7所列。

4 結(jié)論

在不同的系統(tǒng)應(yīng)用中，可以根據(jù)所使用的時(shí)鐘頻率、時(shí)鐘信號(hào)的頻率偏差、通信波特率及最大傳輸距離等因素，對(duì)通信控制器位定時(shí)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化確定。確定得到的參數(shù)可以提高通信系統(tǒng)整體性能，這使CAN總線優(yōu)勢(shì)更加明顯，以適合更加廣泛的應(yīng)用。

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