DC變換器的選取方案與計算過程及其軟件開發(fā)測試

摘要： 文章構建了基于Boost 型變換器的DC/DC 變換器，系統(tǒng)以專用芯片UC3842 作為控制核心，輔以Atmega128 單片機穩(wěn)定輸出電壓。利用UC3842 自身的電壓電流環(huán)反饋，加上輸出電壓均值環(huán)設計成輸出電壓穩(wěn)定可調的DC/DC 變換電路。本系統(tǒng)還采用了模擬PWM 技術、在線保護技術、人機交互技術。實際測試表明該系統(tǒng)各項指標均達到或超過設計要求。

隨著電力的發(fā)展，電源裝置大量出現(xiàn)在生產(chǎn)生活的各個領域，其電壓電流的穩(wěn)定性、電壓調整率、負荷調整率、變換器的效率等因素將直接影響到用電及通信設備的正常運行，嚴重時還將影響到設備的安全性。因此，如何改善上述各項指標，成為電源裝置設計時需要考慮的重要因素。本文介紹一種行之有效的開關穩(wěn)壓電源的系統(tǒng)設計方案。

1 方案論證

1. 1 DC-DC 變換器方案選取

隔離變壓器輸出工頻電壓有效值為18 ± 3 V，經(jīng)橋式整流濾波后輸出直流電壓約為18 ～ 26 V。要求開關電源的輸出電壓范圍在30 ～ 36 V 之間穩(wěn)定可調，單端反激式和Boost 直接變換式都可以滿足要求。但是，考慮到單端反激式開關電源結構中的脈沖變壓器在短時間內(nèi)難以制作調整好，并且其制作工藝和選材對系統(tǒng)的效率影響很大，因此本設計制作選用Boost電路作為功率變換器主電路，如圖1 所示。

圖1 功率變換器主電路

1. 2 控制方案選取

可用于Boost 變換器的控制方案較多，典型的有采用單片機直接控制或者用模擬控制電路控制等。

Boost 變換器是一個具有低阻尼的二階系統(tǒng)，采用單片機的電壓單環(huán)控制的結構由于系統(tǒng)的不穩(wěn)定性和數(shù)字算法的延遲，使得控制環(huán)的低頻增益不能太大，影響輸出電壓的控制精度； 用運算放大器等構成模擬控制電路，可以采用電壓電流雙環(huán)控制結構，有效地克服變換器的低阻尼特性并使輸出電壓的控制精度提高，但包括PWM 調制器、脈沖放大等在內(nèi)的模擬控制電路結構復雜、可靠性不高。

鑒于單端反激式開關電源與Boost 變換器具有相同的工作原理，其專用集成UC3842 可以移植到Boost 變換器的控制上來，所以本設計制作的控制部分采用集成控制芯片UC3842，以簡化控制并提高系統(tǒng)的可靠性，UC3842 控制電路圖如圖2 所示。

圖2 主電路及UC3842 控制電路圖

以UC3842 為基礎構成的電壓電流雙環(huán)控制的Boost 變換器當脈沖占空比大于0. 5 時，存在不穩(wěn)定現(xiàn)象。為使系統(tǒng)穩(wěn)定，要么降低控制環(huán)的低頻增益，要么采取斜坡補償?shù)霓k法，前者使輸出電壓的控制精度降低，后者實現(xiàn)上要求比較嚴格。鑒于系統(tǒng)已設置單片機以滿足監(jiān)測顯示功能的要求，可以利用單片機對Boost變換器控制系統(tǒng)進行校正，在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下可以使輸出電壓的控制精度大幅提高，而技術實現(xiàn)上切實可行，方案如圖3 所示。

圖3 控制方案

1. 3 提高效率的方法及實現(xiàn)方案

影響系統(tǒng)效率的主要因素有： a. 功率變換器開關器件的開關損耗； b. 感性元件的鐵損和銅損； c. 控制電路的損耗等。其中，開關器件的開關損耗是影響系統(tǒng)效率的最主要方面，因此，除主電路結構盡量簡化外，選用開通、關斷比較迅速、通態(tài)電阻小的功率MOS 管作為主開關器件，Boost 二極管也選用超快恢復二極管。感性元件主要是Boost 電感，選取鐵損比較小的鐵氧體為磁芯，盡量選用截面比較粗的漆包線以降低損耗?？刂齐娐返墓ぷ麟娫床扇煞N方式來降低損耗： 主控制芯片UC3842 直接用主電路的整流濾波電路供電，單片機和少量外圍電路用自制的開關電源供電。

2 與參數(shù)計算

2. 1 主電路器件的選擇和參數(shù)計算

2. 1. 1 電感量計算

主電路的主要參數(shù)為： 整流濾波后的直流輸入電壓18 ～ 26 V，輸出電壓在30 ～ 36 V 范圍內(nèi)可調，最大輸出電流2 A，開關頻率取10 kHz，Boost 電路工作在電流連續(xù)工作模式（ CCM） 。

忽略電路的損耗，根據(jù)Boost 電路輸出電壓表達式，可得PWM 占空比：

最大占空比Dmax發(fā)生在輸入直流電壓最低（ 18V） 而輸出直流電壓最高（ 36 V） 的時候，最小占空比Dmin發(fā)生在輸入直流電壓最高（ 26 V） 而輸出直流電壓最低（ 30 V） 的時候，根據(jù)式（ 1） 計算Dmax為0. 5、Dmin為0. 13。

取電感器電流的變化量為半載時輸入電流的30 %，即：

最壞的情況為占空比最小的時候，根據(jù)電流臨界連續(xù)條件求得電感值為：

實際取值500 μH。

2. 1. 2 主開關管選取

主開關管承受的最大漏源電壓為最大輸出電壓36 V，考慮到過載條件，開關管最大實際漏源電流為：

考慮到實際電壓電流尖峰和沖擊，電壓電流耐量分別取2. 5 和2 倍裕量，即應選取耐壓高于90 V，最大電流12 A。實際選用IRF3710 型MOS 管，最大漏源電壓100 V，最大漏極電流57 A，通態(tài)電阻25 mΩ，最高開關頻率超過1 MHz。

2. 1. 3 快恢復二極管選取

二極管選取依據(jù)是通態(tài)平均電流：

式中，η 為波形系數(shù)； IF（ AV） 是實際通態(tài)平均電流?？紤]到實際系統(tǒng)控制時占空比的變動性，依據(jù)最大峰值電流（ 5. 75 A） 選取FR607。

2. 1. 4 輸出濾波電容選取

設計輸出電壓的紋波小于200 mV，考慮到負載電流可能達到3 A，濾波電容Cf計算如下：

實際選用1 000 μF /50 V 的電解電容。

2. 2 控制電路設計與分析

Boost 變換器控制電路如圖（ 2） 所示，輸出電壓經(jīng)取樣電阻R1、R2反饋到UC3842 的電壓誤差放大器的反相輸入端，與其內(nèi)部基準電壓Uref比較之后得到誤差電壓Ue，經(jīng)過電壓調節(jié)器，送入UC3842 的電流比較器，與主開關源極上的取樣電阻Rs上取得的電流信號進行比較，產(chǎn)生PWM 輸出。電壓調節(jié)器為PI 調節(jié)器（ 在該芯片1 腳和2 腳之間并積分電容和比例電阻） 。

2. 2. 1 開關頻率的設計

開關頻率由UC3842 第4 腳鋸齒波發(fā)生器的定時電容、電阻確定其計算公式為：

根據(jù)UNITROD 公司關于UC3842 的特性圖表，考慮到實際運行時脈寬占空比可能大于0. 5，選取Rt =16 kΩ，Ct = 9. 4 nF，對應的開關頻率為11 kHz。

2. 2. 2 電壓反饋取樣電阻

最高輸出電壓為36 V，電壓調節(jié)器的參考電壓為2. 5 V，反饋網(wǎng)絡按無穩(wěn)態(tài)誤差原則設計，即：

取R1 = 35 kΩ，計算得R2 = 8. 5 kΩ。

2. 2. 3 電壓調節(jié)器設計

電壓誤差放大器為比例積分放大器，Kp = 10，Ki =1 /3000。

2. 2. 4 電流取樣電阻Rs

系統(tǒng)能正常工作的必要條件是送入UC3842 的電流取樣端（ 3 腳） 的信號小于1 V，且能達到電壓調節(jié)器送到電流比較器輸入端信號的大小。設開關管的電流峰值時的信號大小為500 mV，則：

實際系統(tǒng)用3 個0. 33 Ω 電阻并聯(lián)。

2. 3 保護電路設計與計算

由于主電路采用Boost 電路，單純的封鎖開關管的驅動信號并不能滿足在線過流保護的要求。

為了實現(xiàn)系統(tǒng)自恢復，在Boost 輸出和負載之間增加Buck 電路。Buck 電路的開關管由單片機直接控制，采用電流霍爾作為電流傳感器，單片機通過AD（ MAX197） 實時取樣輸出電流信號。當系統(tǒng)正常工作時，Buck 開關管直通； 一旦出現(xiàn)過流故障，單片機檢測到故障信號后，可以兩種方式實行保護，一種是限流輸出保護方式，另一種是封鎖輸出保護方式。在限流輸出保護方式下，單片機發(fā)出PWM信號，控制Buck 開關管，降低輸出電壓，從而達到限制輸出電流的目的，同時在液晶上顯示故障。過流故障解除后，在輸出封鎖保護方式下，單片機發(fā)出Buck 開關管的封鎖信號，切斷輸出電流。之后單片機每隔0. 5 s 發(fā)出封鎖解除信號，若過流故障排除，單片機停止發(fā)出封鎖信號，系統(tǒng)恢復到正常狀態(tài)。

加入Buck 電路后系統(tǒng)成本有所增加，但Buck 電感和電容正好構成了二級輸出濾波器，以進一步降低紋波。由于正常運行時，Buck 開關管處于直通狀態(tài)，對效率影響甚微。

2. 4 人機接口設計

本系統(tǒng)中的人機接口包括鍵盤和液晶顯示器?？紤]到要求輸出電壓進行鍵盤設定和步進調整，需要大量按鍵（ 如0 ～ 9 數(shù)字鍵，+、－ 鍵，取消、確認鍵等） ，PS2 鍵盤的小鍵盤區(qū)剛好滿足此要求，又PS2 鍵盤通過PS2 協(xié)議與單片機進行串行通信，接口簡單，易于實現(xiàn)，因此采用PS2 鍵盤作為系統(tǒng)輸入設備。設計指標又要求能顯示輸出電壓、電流的測量值等系統(tǒng)信息，為了更好地美化顯示界面，采用控制器為RA8803 的240× 128 帶國標字庫液晶顯示器。液晶顯示器通過并行數(shù)據(jù)總線與單片機進行通信。

2. 5 輔助電源設計

另外制作了小型的開關電源電路，用作系統(tǒng)控制部分的工作電源。此小型開關電源的直流輸入連接到主電路整流濾波輸出之后，主電路接上交流輸入電以后，開關電源開始工作，向控制電路提供工作電源。輔助電源設計為+ 5 V/100 mA、± 12 V/100 mA。

2. 6 效率分析及計算

2. 6. 1 控制電路功耗

經(jīng)實際測試控制電路各個部分的功耗如表1 所示。

表1 控制電路主要器件正常工作時功耗

2. 6. 2 Boost 主開關管功耗

主開關管功耗由兩部分構成： 開關損耗和通態(tài)損耗。開關損耗估算為：

式中，UDS為開關管阻斷電壓的峰值； IDS為開關管電流的峰值； tr為開關管上升時間； trd為開通延遲時間； tf為開關管下降時間； tfd為關斷延遲時間； fs為開關頻率。

查閱IRF3710 手冊相關數(shù)據(jù)和以上相關計算數(shù)據(jù)求得Pds = 0. 08 W?？梢娊档烷_關頻率能明顯降低開關損耗。

通態(tài)損耗為：

式中，ID為通態(tài)平均電流； Ron為通態(tài)電阻； D 為平均占空比。經(jīng)粗略計算得出Pdon = 0. 09 W。

Boost 二極管的損耗由兩部分構成： 反向恢復損耗和通態(tài)損耗。反向恢復損耗估算為：

式中，UDR為二極管反向電壓峰值電壓的峰值； IDR為二極管反相恢復電流峰值； tr為反向恢復時間； fs為開關頻率； UFD為正向導通壓降； IF為正向導通平均電流。

計算出Pdd = 1. 14 W。

2. 6. 3 系統(tǒng)總效率

3 軟件流程圖

開關穩(wěn)壓電源系統(tǒng)軟件流程如圖4。

圖4 軟件流程圖

4 系統(tǒng)測試

4. 1 測試儀器

系統(tǒng)測試所需測試儀器如下：

EE1410 合成函數(shù)信號發(fā)生器； TEK 1002B 數(shù)字存儲示波器； TEK 2024 四通道隔離示波器； UT88B 4 12位數(shù)字萬用表； 直流穩(wěn)壓源； MS8215 3 12位數(shù)字萬用表。

4. 2 測試方案及數(shù)據(jù)

4. 2. 1 輸出電壓Uo可調測試

輸出電壓可調測試方案： 負載采用20 Ω 電阻值，用UT88B 數(shù)字萬用表監(jiān)測負載電壓。通過鍵盤輸入設定電壓，具體數(shù)據(jù)記錄在表2 設定電壓欄。按確認鍵后讀出數(shù)字萬用表顯示的電壓，具體數(shù)據(jù)記錄在表2 中實際電壓欄。

表2 輸出電壓可調測試數(shù)據(jù)

4. 2. 2 電壓調整率測試

電壓調整率測試方案： 負載為可調阻性負載，用UT88B 萬用表分別監(jiān)測隔離變壓器輸出電壓（ U2） 和負載電壓（ Uo） 。調自耦變壓器，使U2分別為15 V 和21 V，同時調滑動變阻器，使負載電流維持在2 A，分別記錄兩次負載電壓Uo1 = 36. 03 （ V） ，Uo2 = 36. 04 （ V）。根據(jù)題目所給出的相關公式可計算出電壓調整率：

4. 2. 3 負載調整率測試

負載調整率測試方案： 分別用UT88B 萬用表監(jiān)測隔離變壓器輸出電壓（ U2） 、負載電壓和負載電流，調滑動變阻器使輸出電流分別為0 A 和2 A，調隔離變壓器使U2維持在18 V，同時記錄對應的負載電壓Uo1 = 36． 03 （ V） ，Uo2 = 35． 93 （ V）。根據(jù)相關公式可計算出電壓調整率：

4. 2. 4 DC-DC 變換器效率測試

DC-DC 變換器效率測試方案： 調節(jié)自耦變壓器使隔離變壓器輸出電壓（ U2） 為18 V，調整變換器使輸出電壓（ Uo） 為36 V，調節(jié)負載使輸出電流為2 A，用UT88B 萬用表檢測并記錄此時DC-DC 變換器輸入輸出電壓，輸入輸出電流：

計算出變換器效率：

4. 2. 5 輸出紋波電壓測試

輸出紋波電壓測試方案： 調節(jié)自耦變壓器、變換器輸出電壓、負載使U2為18 V，Uo為36 V，輸出電流為2A。使用TEK 1002B 數(shù)字存儲示波器在AC 耦合、時基25 ms /div 測量輸出電壓紋波Uopp，其示波器輸出紋波電壓圖如圖5 所示。

圖5 輸出紋波電壓圖

4. 2. 6 過流保護動作電流測試

本系統(tǒng)可以有兩種過流保護模式，模式一： 限流保護； 模式二： 封鎖保護。兩種保護均可通過鍵盤設定保護電流的閾值，并自恢復。限流保護測試方案：

UT88B 監(jiān)視負載電流，負載為滑動變阻器，分別設定保護電流為2 A、2. 5 A、3 A。調整滑動變阻器分別記錄最大輸出電流（ 即為保護電流） 。然后減小電到閾值以下，測試值能否降低到保護電流以下。封鎖保護測試方案： UT88B 監(jiān)視負載電流，負載為滑動變阻器，分別設定保護電流為2 A、2. 5 A、3 A。調整滑動變阻器，使負載電流慢慢接近設定電流值。記錄負載電流是否被封鎖到0，測試結果見表3。

表3 過流保護模式測試結果

由表3 可知，最大輸出電流為設定電流值，能自恢復。說明本系統(tǒng)過流保護作用明顯，并可自恢復到正常狀態(tài)。

5 結語

綜合分析各項指標的測試結果，本系統(tǒng)各項指標均達到或超過設計指標。系統(tǒng)實際效率應略低于理論計算值，主要是因為計算中沒有涉及boost 電感等損耗，進一步提高效率的措施是采用同步整流取代二極管整流等措施，本系統(tǒng)是一種較為理想的設計方案。
編輯：lyn