基于變頻開關電源控制器TEA1532實現(xiàn)打印機AC適配器的設計

作者：Hans Verhees；Kees Schetters

由通用交流適配器供電的消費品和PC 外設的數(shù)量正在迅速增長。該適配器是指能插入頻率在47 到 63 Hz間，提供電壓有效值在90V 至 264V范圍內(nèi)的交流電插座上的適配器。這些AC適配器體積小巧且提供連續(xù)的超過 50W的輸出功率，從而使許多設備不再需要內(nèi)置電源。在打印機等應用中， 對峰值功率有較高的要求，它們在短時間的突發(fā)工作以外，要有相當長的一段時間都處于待機模式。這意味著這些應用中的AC適配器從滿載到空載必須保持很高的轉(zhuǎn)換效率，以維護其“綠色”標準。本文描述了一個打印機 AC適配器的設計方案，它基于飛利浦 TEA1532 GreenChipTMII 開關模式電源 （SMPS） 控制器，提供 60W 持續(xù)輸出功率和 90W 峰值輸出功率。

這類電源標準規(guī)范要求輸 出電壓為：20V 4% ， 其紋波和噪聲要分別低于 350 mV 和200 mV 。所謂的“綠色”標準有三點要求：1）在滿負載 （輸出功率為60W時工作效率應該高于80%；2）在待機模式下（輸出功率為500 mW時） ，其輸入功率要低于1.25 W；3）在空載情況下（打印機與適配器斷開，但仍與 AC 線連接） 輸入功率要低于700 mW。

電源拓撲架構

TEA1532是一種變頻開關電源控制器，用于直接由整流AC 線供電的準諧振反激式轉(zhuǎn)換器。雖然TEA1532可以工作在連續(xù)模式和非連續(xù)模式兩種模式，但這款AC適配器選用了準諧振模式 （非連續(xù)模式的邊界上） ，因為這種模式的電路拓撲架構容易理解且容易實現(xiàn)穩(wěn)定。

TEA1532采用SO8 或 DIP8 封裝，在準諧振模式下具有真正的谷底轉(zhuǎn)換，以確保改善 EMI 性能。除具備標準的GreenChipTMII 功能外，它還有多功能保護引腳、欠壓保護和用以防止連續(xù)模式中出現(xiàn)次諧波振蕩的斜率補償功能。 這些功能使設計更為簡便，所需要的外部元器件數(shù)大大減少，保護功能也極大提高。

TEA1532有一項特殊的功能就是谷底鎖定特性，在大多數(shù)操作環(huán)境下，它能鎖定功率晶體管導通在準諧振波形中的特定谷底（谷底1、 2、 3 等）。這不僅降低了開關損耗，也 阻止了由于變壓器電流調(diào)制在變壓器中產(chǎn)生的可聞噪音，尤其當采用低質(zhì)量膠合芯的低成本變壓器時更是如此。

如圖1所示，利用不同的谷底開通功率MOSFET，可以在各種工作頻率下提供給定的功率。OCP線代表了過電流保護界限，在線的右邊不可能工作。如果負載增加較慢，電路將繼續(xù)在同一谷底中轉(zhuǎn)換，直至到達過電流保護界限點。然后，TEA1532 將重新設定谷底計數(shù)器并探尋新的工作模式，采用序號較低的一條谷底及相應的新的開關頻率和峰值電流。在此過程中，輸出電壓并不發(fā)生改變。

在非連續(xù)模式中，變壓器初級側(cè)線圈的電流通常在新的循環(huán)開始前要回歸零。TEA1532通過能提供Vcc 供電的輔助線圈感知變壓器磁化。只有在變壓器磁芯完全去磁和感知到適當?shù)墓鹊字岛蟛砰_始新的循環(huán)。

TEA1532 采用電流模式控制。電流模式控制本身具有良好的交流紋波抑制特性。TEA1532的控制環(huán)路通過比較變壓器初級側(cè)線圈上的電流與其“CTRL”引腳上的誤差電壓（該誤差電壓是通過光隔離器耦合過來的）以產(chǎn)生所需的初級側(cè)線圈“導通” 時間。

在低負載的情況下，控制器進入減頻模式， 此時初級側(cè)線圈 “導通” 時間設置到最小值，輸出功率由變化的開關頻率控制， 降低工作頻率使開關損耗減到最低。 針對更低的輸出功率 （例如：在待機和空載條件下）， TEA1532 進入跳周期模式。只要輸出電壓仍處于較高狀態(tài)，功率開關晶體管就保持在截止狀態(tài)。這個功能使“空載”功率耗散控制在 700mW以下，且無需額外的電路。在連續(xù)模式下，可實現(xiàn)空載功率耗散在300mW 以下。

元器件選擇

這款設計中重要的元器件選擇包括： 輸入解耦電容、變壓器（芯尺寸、匝數(shù)比和初級側(cè)線圈電感）、MOSFET 功率開關、輸出二極管和電容器。 詳細設計方程可以從應用說明 AN10316_1 中找到，網(wǎng)頁鏈接為：http://www.semiconductors.philips.com/pip/TEA1532P_N1.html。

在滿載且最小電壓供電單周期情況下，為了維持變壓器初級側(cè)線圈上足夠的電壓，輸入解耦電容器的容值必須足夠高。在90V/50Hz AC線供電下，為了維持變壓器初級線圈所需的最小77V的電壓， 建議用139 F電容值。 因此在此設計中選擇最接近標準的值： 150 F。

設計變壓器的過程并不簡單。首先要決定所需的匝數(shù)比。它的上限和下限由建議采用的功率MOSFET晶體管的最大漏源電壓 （VDS）和次級整流二極管的反向電壓限決定。功率 MOSFET要承受由于變壓器漏感產(chǎn)生的電壓尖峰，它在磁芯消磁開始時加到輸入峰值上（265V 交流供電時峰值輸入電壓為373V）。 尖峰電壓的幅值隨著漏感及變壓器輸出的增加而增加，它確定了匝數(shù)比的上限。次級整流二極管的反向承受電壓決定匝數(shù)比的下限。針對600V VDS 功率 MOSFET 和 100V VR 二次整流器二極管的選擇，匝數(shù)比的上、下限分別為 5.22和 4.66， 因此選擇匝數(shù)比為 5 。

變壓器的初級側(cè)線圈電感由最小輸入電壓下所達到的最大輸出功率決定。在這樣的前提下，適配器必須在接近最大頻率和峰值電流的情況下工作，這意味著 TEA1532要在消磁后第一個振蕩谷底處開啟功率 MOSFET。為了計算所需的初級側(cè)線圈電感，就必須確定振蕩周期，它由 T-on + T-off + T-osc構成，詳見圖3。

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由于 TEA1532在這些條件下的谷底檢測的頻率上限為700KHz，所以決定在功率MOSFET漏極上加一電容，使之與變壓器初級側(cè)線圈電感在450 KHz諧振。這樣不僅提供了充足的設計余量而且限制了漏極上的 dV/dt 。 T-osc 因而設置在 1.11 s。最大的T-on由最大開關頻率的最小值（50KHz）下的最大占空比決定，而最大占空比由匝數(shù)比（5）、初級側(cè)線圈上的最小直流電壓 （77V）、 輸出電壓 （20V） 和次級整流二極管的正向電壓降（0.5V）決定。 在以上情況下，最大占空比為 0.57，對應的最大 T-on 時間為 10.7 s。

初級側(cè)線圈電感要求在 57 KHz 時傳送的最大功率為98W （標稱90W 輸出加損耗） ，計算得到電感197 H 和對應峰值電流4.15A。 從變壓器磁芯參數(shù)可計算出初級側(cè)線圈匝數(shù) （ 磁芯Bmax = 220 mT 和 Ae = 109 mm2時為35匝）。 匝數(shù)比再決定次級線圈所需的匝數(shù)量。

一旦以上的參數(shù)確定之后，余下的大部分設計就相對比較簡單了。通過最初計算出的初級側(cè)線圈峰值電流可以決定電流感測電阻器的值。 變壓器次級線圈上的伏特/匝可用于確定輔助線圈（為 TEA1532 提供最小值為13V Vcc 的供電）的匝數(shù)。 峰值鉗位二極管 （D105）的選擇主要有四個方面考慮：反向額定電壓等于或高于MOSFET的VDS值，額定電流高于初級側(cè)線圈峰值電流 ，具有非常低的正向恢復電壓和短的反向恢復時間。還要檢查漏-源電容 （MOSFET電容加外部諧振電容器）值，使MOSFET 關閉時的轉(zhuǎn)換率（dV/dt） 限定在一個安全值 （只要次級輸出電壓的峰值低于100V，次級整流二極管就可以選肖特基二極管，因為其低的正向壓降能使功率損失降到最低。選擇次級平滑電容器以滿足輸出紋波電流要求，而且額定電壓必須高于適配器出現(xiàn)開環(huán)故障情況下出現(xiàn)的電壓。

此AC 適配器符合各項性能指標，其中包括在60 W 輸出時轉(zhuǎn)換效率在80%以上并且功率器件所需的散熱器體積極小。

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