解析UC3854設(shè)計(jì)的PFC電源！

01功率因素校正（PFC）

傳統(tǒng)的AC-DC變換器和開關(guān)電源，其輸入電路普遍采用了全橋二極管整流，輸出端直接接到大電容濾波器。

雖然不可控整流器電路簡單可靠，但它們產(chǎn)生高峰值電流，使輸入端電流波形發(fā)生畸變，使交流電網(wǎng)一側(cè)的功率因素下降到0.5~0.65，無功損耗過大。 因此我們必須引入功率因素較正。 （1）功率因數(shù)的定義

功率因素校正PFC是十幾年電源技術(shù)進(jìn)步的重大領(lǐng)域，它的基本原理是：

（2）兩種主要的功率因素校正的方法

1)無源PFC技術(shù) 2)有源PFC技術(shù) （3）單管功率因素校正變換器的概念 只用一個(gè)主開關(guān)管，可使功率因數(shù)校正到0.8以上，并使輸出直流電壓可調(diào)，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)稱為單管單級(jí)PFC變換器。 （4）單管功率因素校正變換器的電路類型 Buck Boost Boost-Buck Zeta Cuk Sepic

02基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法

（1）功率因素校正（PFC） 基于Boost電路的PFC變換器的提出

Boost用于PFC的優(yōu)勢： 1.Boost可工作在三種模態(tài)CCM,BCM,DCM； 2.儲(chǔ)能電感又是濾波器，可抑制電磁干擾EMI和射頻干擾RFI 電流波形失真??； 3.輸出功率大； 4.共源極可簡化驅(qū)動(dòng)電路等優(yōu)點(diǎn) 。

（2）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——DCM ① DCM

假定在穩(wěn)態(tài)條件下，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，MOS管的導(dǎo)通時(shí)間為Ton，輸入電壓為Ui，電感電流為i，電感電流峰值為imax，電感量為L，電感電流達(dá)到峰值時(shí)，對(duì)應(yīng)的輸入電壓為。則在MOS管導(dǎo)通期間，有：

如果輸入周期內(nèi)各開關(guān)周期的占空比近似不變時(shí)，電感電流的峰值與輸入電壓成正比。因此，輸入電流波形自然跟隨輸入電壓波形，電路不需要電流控制環(huán)即可實(shí)現(xiàn)PFC功能。

② DCM的關(guān)鍵 要想保證電路在一定電壓范圍內(nèi)處于斷續(xù)模式，關(guān)鍵是電感量的設(shè)計(jì)，下面給出電感量設(shè)計(jì)的最終公式：

d1其中為MOS管導(dǎo)通占空比，d2為續(xù)流二極管導(dǎo)通占空比，L為電感量，fs為開關(guān)頻率，Po為輸出功率，mmin為Vo/Vin。

要保證電感電流斷續(xù)，必須滿足d1+d2<1； 隨著mmin=Vo/Vin的增加，d1+d2先減小后增大； 因此在輸入電壓較小與較大時(shí)均會(huì)使電感電流趨于連續(xù)通常在斷續(xù)模式下的電感量設(shè)計(jì)中按最低輸入電壓時(shí)確參數(shù)。

（3）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——BCM

BCM

一般采用變頻控制，在固定功率開關(guān)管開啟時(shí)間的條件下，調(diào)整開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間，使電感始終處于臨界導(dǎo)電模式，可獲得單位功率因數(shù)，適用于中小功率場合。開關(guān)頻率不固定（變頻），功率管導(dǎo)通時(shí)間固定。

（4）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——CCM ① 概述

通常情況下，電感電流連續(xù)時(shí)的控制電路都需要有一個(gè)模擬乘法器和電流檢測環(huán)路，與輸出電壓的反饋信號(hào)一起調(diào)制功率開關(guān)管的控制信號(hào)，其中模擬乘法器的精度將影響PF值和輸入電流諧波含量THD。示意圖如下：

② CCM狀態(tài)下控制方式

1. 峰值電流控制； 2. 平均電流控制； 3.滯環(huán)控制； 4. 單周期控制。

③ CCM

電感電流連續(xù)時(shí)可以選擇多種控制方法，如：峰值電流控制、滯環(huán)電流控制、平均電流控制和單周期控制等，適用于大功率場合，開關(guān)頻率可以恒定（如平均電流控制等（定頻）），也可以變化（如滯環(huán)控制（變頻））。

（5）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法-總結(jié)

① DCM

輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓，控制簡單，僅需一個(gè)電壓環(huán)，成本低，電感量小，主管ZCS，續(xù)流管無反向恢復(fù)問題,定頻工作，適合小功率用電設(shè)備。

② BCM

輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓，電感量小，一般采用變頻控制，在固定功率開關(guān)管開啟時(shí)間的條件下，調(diào)整開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間，使電感始終處于臨界導(dǎo)電模式，可獲得單位功率因數(shù)，但是濾波器設(shè)計(jì)困難，適用于中小功率場合。

③ CCM

常用的有電流峰值控制法、電流滯環(huán)控制法或平均電流控制法，可以定頻，也可以變頻，高功率因素，要用到乘法器，控制相對(duì)復(fù)雜，成本高。適用于大功率場合。

（6）PFC控制方法——CCM-Peak Current Control ① 峰值電流控制

峰值電流控制的原理框圖如下:

?當(dāng)電感電流達(dá)到電流基準(zhǔn)以前，開關(guān)一直處于導(dǎo)通的狀態(tài)； ?電流基準(zhǔn)是由全波整流電壓的采樣值與電壓環(huán)誤差放大器的輸出乘積決定的，一旦當(dāng)電感電流達(dá)到電流基準(zhǔn)，經(jīng)比較器輸出一關(guān)斷信號(hào)，使開關(guān)管截止； ?以后由定頻時(shí)鐘再次開通開關(guān)，如此進(jìn)行周期性變化； ?電感電流的峰值包絡(luò)線跟蹤整流電壓Vdc的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦波。

小結(jié)：

峰值電流控制的優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)容易，缺點(diǎn)是當(dāng)交 流 電 網(wǎng)電壓從零變化到峰值時(shí)，其占空比由最大值(通常為95%)變化到最小值(峰值電網(wǎng)電壓附近)。在占空比>50%時(shí)，電流環(huán)會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩現(xiàn)象，這種現(xiàn)象常出現(xiàn)在恒頻PWM DC/DC變換器中，因此，這個(gè)電路中也會(huì)發(fā)生這種現(xiàn)象。為了克 服 這一現(xiàn)象，必須在比較器的輸人端加一斜坡補(bǔ)償函數(shù)，但有時(shí)即使斜坡補(bǔ)償后仍然不太理想。

② 平均電流控制

平均電流控制的原理框圖入下：

平均電流控制的優(yōu)點(diǎn)： 電流環(huán)有較高的增益帶寬； 跟蹤誤差?。?瞬態(tài)特性較好； THD(<5%)和EMI??； 對(duì)噪聲不敏感； 開關(guān)頻率固定適用于大功率應(yīng)用場合，是目前PFC中應(yīng)用最多的一種控制方式。 ? ③ 滯環(huán)電流控制

滯環(huán)電流控制的原理框圖如下：

電壓外環(huán)的作用是為滯環(huán)控制單元提供瞬時(shí)電流參考信號(hào)，作為滯環(huán)邏輯控制器的輸入。

所檢測的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)生兩個(gè)基準(zhǔn)電流：上限值與下限值。

當(dāng)電感電流達(dá)基準(zhǔn)下限值時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通，電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)基準(zhǔn)上限值時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流下降。

電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波大小，開關(guān)頻率由環(huán)寬決定（變頻）。

優(yōu)點(diǎn)： 電流環(huán)帶寬高； 具有很強(qiáng)且具有很強(qiáng)的魯棒性和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力； 電流跟蹤誤差??； 硬件實(shí)現(xiàn)容易。

缺點(diǎn)： 負(fù)載大小對(duì)開關(guān)頻率影響較大； 不利于設(shè)計(jì)輸出濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)目前，關(guān)于滯環(huán)電流控制的改進(jìn)方案研究還很活躍，目的在于實(shí)現(xiàn)恒頻控制（通過實(shí)時(shí)的改變環(huán)寬），將其他控制方法與滯環(huán)電流控制相結(jié)合是發(fā)展方向之一。

④ 單周期控制

單周期控制是一種新型的非線性控制策略，首先用于BUCK變換器。

在輸入或輸出跳變時(shí)，單周期控制可以在一個(gè)開關(guān)周期實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)，較大提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能進(jìn)而擴(kuò)展到各種應(yīng)用場合，如功率因數(shù)校正、有源濾波、整流器等。

單周期控制是一種不需要乘法器的控制方法，取而代之的是一個(gè)復(fù)位積分器，如上圖所示。其中時(shí)間常數(shù)RC等于RS觸發(fā)器的Clock時(shí)鐘周期，因此有如下關(guān)系：

? d為積分時(shí)間占空比。

功率因素校正的目的是使輸入電流跟蹤輸入電壓，變化器等效電阻為線性，有：

若輸出濾波電容夠大，輸出電壓Uo可視為恒定值，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可看出Um也可視為定值。 因此由(4)可以看出，Boost輸入電流與輸入電壓成比例，從而達(dá)到電流跟蹤電壓的目的。

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，Boost變換器輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為：

如果U1＝Um，U2＝Um-RsiL，即可用控制電路實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)！

單周期控制電路如下圖所示：

復(fù)位積分器如圖所示：

優(yōu)點(diǎn)： 單周控制能優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)； 減小畸變和抑制電源干擾； 反應(yīng)快； 開關(guān)頻率恒定； 魯棒性強(qiáng)； 易于實(shí)現(xiàn)； 抗電源干擾控制電路簡單；

（7）PFC控制方法——CCM-總結(jié)CCM 模式下控制策略總結(jié)：

① 峰值電流控制：優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)容易，缺點(diǎn)是當(dāng)交 流 電 網(wǎng)電壓從零變化到峰值時(shí)，占空比變化太大。在占空比>50%時(shí)，電流環(huán)會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩現(xiàn)象。

② 平均電流控制：優(yōu)點(diǎn)是電流環(huán)有較高的增益帶寬、跟蹤誤差小、瞬態(tài)特性較好、THD(<5%)和EMI小、對(duì)噪聲不敏感、開關(guān)頻率固定、適用于大功率應(yīng)用場合，其缺點(diǎn)是參考電流與實(shí)際電流的誤差隨著占空比的變化而變化，從而可能會(huì)產(chǎn)生低次電流諧波。

③ 滯環(huán)電流控制：優(yōu)點(diǎn)是電流環(huán)帶寬高，具有很強(qiáng)且具有很強(qiáng)的魯棒性和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，電流跟蹤誤差小，硬件實(shí)現(xiàn)容易。其缺點(diǎn)負(fù)載大小對(duì)開關(guān)頻率影響較大，不利于設(shè)計(jì)輸出濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。

④ 單周控制：能優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)、減小畸變和抑制電源干擾，有反應(yīng)快、開關(guān)頻率恒定、魯棒性強(qiáng)、易于實(shí)現(xiàn)、抗電源干擾、控制電路簡單等優(yōu)點(diǎn)。

諧波污染的治理主要途徑： 無源電力濾波器（PPF） 有源電力濾波器（APF） 有源功率因數(shù)校正器（APFC）基于boost的PFC DCM BCM CCM 平均電流控制 峰值電流控制 滯環(huán)控制 單周期控制

03PFC典型芯片UC3854介紹

（1）PFC典型芯片UC3854介紹-概述

1994年底UC公司推出了UC3854。

隨著Unitrode，Motorola，Silicon，Siemens等公司相繼推出了各種有源功率因數(shù)校正芯片，如UC3852、UC3854,3854AB、UC3855、MC34261、ML4812、ML4821、TDA4814等 ,單相有源功率因數(shù)校正技術(shù)發(fā)展很快。

UC3854為電源提供有源功率因素校正，它能按正弦的電網(wǎng)電壓來牽制非正弦的電流變化，該器件能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真減到最小，執(zhí)行所有PFC的功能。

（2）PFC典型芯片UC3854介紹-各引腳功能

UC3854各引腳功能： 引腳1(Gnd)：所有的電壓測量都以Gnd腳的地電平為參考基準(zhǔn). 引腳2(PKLMT):峰值電流限制腳. 引腳3(CAOut):電流誤差放大器輸出腳. 引腳4(Isense):電流誤差放大器反向輸入端 引腳5(MultOut):乘法器輸出端和電流誤差放大器正向輸入端. 引腳6(Iac):交流電流輸入端. 引腳7(VAOut):電壓放大器輸出.引腳8(Vrms):電網(wǎng)電壓有效值端. 引腳9(Vref):電壓基準(zhǔn)輸出端. 引腳10(ENA):使能控制端. 引腳11(Vsense):電壓放大器的反向輸入端. 引腳12(Rset):振蕩器充電電流和乘法器電流限制設(shè)置端 引腳13(SS):軟啟動(dòng)端. 引腳14(Ct):振蕩器電容器設(shè)置端. 引腳15(Vcc):正極性電源電壓. 引腳16(GTDrv):柵極驅(qū)動(dòng).

（3）PFC典型芯片UC3854介紹-構(gòu)成 電壓誤差放大器 電網(wǎng)預(yù)置器（前饋電壓） 模擬乘法器 電流誤差放大器 三角波振蕩器 PWM比較器 RS觸發(fā)器 與MOSFET兼容的柵極驅(qū)動(dòng)器 7.5V參考電壓 欠壓比較器 過流比較器軟啟動(dòng)邏輯

（4）PFC典型芯片UC3854介紹-內(nèi)部結(jié)構(gòu)

（5）PFC典型芯片UC3854介紹-性能

UC3854的主要性能為： 適用于Boost型電路 適用于CCM工作模式 平均電流控制 開關(guān)頻率恒定，最高為200kHz 最大占空比為95%， 單信號(hào)輸出 輸出驅(qū)動(dòng)電壓14.5V，輸出驅(qū)動(dòng)電流1A 軟起動(dòng) 輸入電源欠壓保護(hù) 輸出過載保護(hù)功能

（6）UC3854的設(shè)計(jì)特點(diǎn)

1）控制功率因素達(dá)到0.99 2）限制電網(wǎng)電流失真<5% 3）適用于全球電網(wǎng)電壓（80~270AC) 4）前饋電網(wǎng)電壓調(diào)節(jié)、低噪聲、高靈敏度 5）平均電流模式控制 6）低啟動(dòng)電源電流，精密電壓基準(zhǔn) 7）固定頻率脈寬調(diào)制(PWM) 8）低失調(diào)模擬乘法器 9)?? 1A柵極驅(qū)動(dòng)器

（7）PFC典型芯片UC3854介紹-工作條件

UC3854的極限工作條件

（8）PFC典型芯片UC3854介紹-功率級(jí)的應(yīng)用范圍 升壓型PFC功率因素校正器的控制電路，幾乎不隨變換器的功率大小而變。

一般500W的PFC與一個(gè)50W的PFC控制電路基本相同，不同之處僅在功率電路，但控制電路設(shè)計(jì)步驟基本相同。

（9）基于Boost電路的PFC變換器設(shè)計(jì)實(shí)例

1.設(shè)計(jì)指標(biāo)

輸入電壓：80VAC~270VAC 輸入頻率：45Hz~65Hz 輸出直流電壓：400VDC 輸出功率：250W 功率因數(shù)：＞98% 輸入電流THD: <5%

2.開關(guān)頻率

通常開關(guān)頻率可以任意選擇，但必須夠高，使功率電路小型化、減少失真并保持高的變換效率。在多數(shù)應(yīng)用中，20~300kHz的開關(guān)頻率范圍是可接受的折中方案。作為體積和效率的折中，本例采用100kHz的開關(guān)頻率。此外，電感值要合理的取小一些，使畸變尖峰保持在最小范圍內(nèi)，電感的體積也盡可能的小，由二極管引起的損耗不能過大。

3.電感的選擇

電感值決定了，輸入端高頻紋波電流總量，可按給出的紋波電流值△I來選擇電感值。

電感值的確定從輸入正弦電流的峰值開始，而最大的峰值電流出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處：

由上式可知，在此范例中，功率為250W,最小電網(wǎng)電壓為80V，此時(shí)最大峰值電流為4.42A. 電感中的峰-峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值電流的20%左右，在此例中,最大峰值電流為4.42A,故峰-峰值紋波電流取△I =900mA.

Vin=1.414×80=113.12V, fs=100kHz

根據(jù)此處電壓和和開關(guān)頻率的占空比來選擇：

由上式可得L=0.89mH,取整為1mH.

4.輸出電容

涉及輸出電容的選擇因素有開關(guān)頻率紋波電流、2次紋波電流、直流輸出電壓、輸出紋波電壓和維持時(shí)間。流過輸出電容的總電流，是開關(guān)頻率的紋波電流的有效值和線路電流的2次諧波，通常選擇大電解電容作為輸出電容，其等效串聯(lián)電阻（ESR）隨頻率的變化而變化（低頻時(shí)一般很大）。通常電容所能控制的電流總量還取決于溫升。溫升的確切值一般不用計(jì)算出，只要計(jì)算出由于高頻紋波電流和低頻紋波電流所引起的溫升之和就夠了。電容的datasheet會(huì)提供必要的ESR和溫升值。 在此例中，電容的選擇還是主要考慮維持時(shí)間。維持時(shí)間是在電源關(guān)閉以后，輸出電壓仍然能保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時(shí)間長度，其典型值為15~50ms.在250W、DC400輸出的離線電源中，其維持時(shí)間對(duì)電容值的要求每瓦輸出為1~2uF（經(jīng)驗(yàn)值）.另可根據(jù)以下公式確定（能量守恒）：

式中，Pout=250W, △t=64ms,Vo（min）=300V,可計(jì)算得Co=457uF,這里我們選用450V 450uF的電解電容。

5.開關(guān)管和二極管

開關(guān)管和二極管必須能充分確保電路可靠的工作。一般來說，開關(guān)管的額定電流必須至少要大于電感電流的峰值，額定電壓至少大于輸出電壓，對(duì)二極管的要求也是一樣的。二極管必須速率很快，以減少開關(guān)損耗（電感電流連續(xù),存在反向恢復(fù)問題）。

此例中，二極管必須是快速高壓型的，反向恢復(fù)時(shí)間為35ns,600V 的擊穿電壓，8A的正向額定電流。功率MOSFET為500V擊穿電壓，23A的額定直流電流。此例的開關(guān)損耗主要是由二極管的反向恢復(fù)電流引起的。

二極管關(guān)斷和開關(guān)管開通時(shí)的電流電壓實(shí)驗(yàn)波形

6.電感電流檢測

兩種常用的檢測電流的方法: （1）在變換器到地之間使用一檢測電阻. （2）使用電流互感器.

在此例中，運(yùn)用電流檢測電阻來檢測電流（如上圖頁圖所示），此電阻值產(chǎn)生的信號(hào)夠大以不受噪聲干擾，同時(shí)小到以不至于產(chǎn)生過大的能量損失。壓降為1V左右的檢測電阻是一個(gè)不錯(cuò)的選擇，這里選擇0.25歐姆的電阻做為Rs，在最壞情況下，5.6A的峰值電流將會(huì)產(chǎn)生最大1.4V的壓降.

7.峰值電流限制

UC3854的峰值限制功能，在電感電流的瞬時(shí)值電流超過最大值，即2管腳低于地電平時(shí)被激活，將開關(guān)斷開。電流限制值有基準(zhǔn)電壓除以電流檢測電阻的分壓來設(shè)置：

8.前饋電壓信號(hào)

VFF是輸入到平方器電路的電壓，UC3854平方器電路通常在1.4~4.5V的范圍內(nèi)工作。UC3854內(nèi)有一個(gè)鉗位電路，即使輸入超過該值，都將前饋電壓VFF的有效值限制在4.5V。前饋輸入電壓分壓器有3個(gè)電阻RFF1、RFF2、RFF3，及兩個(gè)電容CFF1、CFF2。因此它能進(jìn)行兩級(jí)濾波并提供分壓輸出。分壓器和電容形成一個(gè)二階低通濾波器，所以其直流輸出是和正弦半波的平均值成正比的。平均值是正弦半波有效值的90%，如過交流電網(wǎng)的有效值是270V，其平均值是243V,而峰值是382V.

前饋電壓VFF分壓器有兩個(gè)直流條件需要滿足。在高輸入電網(wǎng)電壓下，前饋電壓應(yīng)不高于4.5V，當(dāng)達(dá)到或超過此值時(shí)，前饋電壓被鉗制而失去前饋功能。在低輸入電網(wǎng)電壓時(shí)，應(yīng)設(shè)置分壓器使前饋電壓等于1.414V， 如果VFF不到1.414V，內(nèi)部限流器將使乘法器輸出保持恒定。

在本例中，分壓電阻RFF1是910kΩ，RFF2是91kΩ，RFF3是20kΩ。當(dāng)輸入電壓是AC270V 時(shí)，直流平均值是243V，此時(shí)VFF的最大值將是4.76V，當(dāng)輸入電壓是AC80時(shí)，直流平均值為72V，此時(shí)VFF是1.41V.

9.乘法器的設(shè)置

乘法器、除法器是功率因素校正器的核心。乘法器的輸出調(diào)節(jié)電流環(huán)用以控制輸入電流功率因素提高。因此此乘法器的輸出是個(gè)表達(dá)輸入電流的信號(hào)。

與多數(shù)從輸出開始到輸入的設(shè)計(jì)任務(wù)不同，乘法器電路的設(shè)計(jì)必須從輸入端開始。乘法器有三個(gè)輸入端：調(diào)節(jié)電流端IAC（腳6）、來自輸入 的前饋電壓端VFF（腳8）、電壓誤差放大的輸出端VVEA（腳7）。乘法器的輸出是電流信號(hào)Imo（腳5）：

式中，Km=1是個(gè)常數(shù),IAC是整流后的輸入電流，VVEA是電壓誤差放大器輸出，VFF是前饋電壓。

10.乘法器輸入電流

乘法器的輸入電流來自經(jīng)RVAC的輸入電壓，乘法器在較高電流下有較好的線性度，但推薦的最大電流是0.6mA。在高網(wǎng)電壓時(shí)，峰值電壓是382V,腳6上的電壓是6V，RVAC用620KΩ的電阻值得到最大的值是0.6mA.因?yàn)橐_6上的電壓是6.0V,為使電路正常工作，在輸入波形VIN=0處，需要一個(gè)偏置電流。在基準(zhǔn)電壓VREF和腳6之間接1個(gè)電阻Rb1，IAC就能提供最小偏置電流，Rb1=RVAC/4,Rb1其值取150KΩ。

11.乘法器輸出電流

乘法器的最大輸入電流Imo，出現(xiàn)在低電網(wǎng)線路輸入正弦波的峰值處。

由上可得，Imo的最大值為365uA.Imo不會(huì)大于兩倍的IAC.

12.乘法器輸出電流

電流Iset是乘法器輸出電流的另一個(gè)限制點(diǎn)。Imo不能大于3.75/RSET對(duì)于本例電路可得到最大值RSET=10.27KΩ，因此可選10KΩ。

13.乘法器輸出電流

為了形成電流環(huán)的反饋回路，乘法器的輸出電流Imo必須與一個(gè)正比與電感電流的電流相加，形成負(fù)反饋。接在乘法器輸出和電流檢測電阻的電阻Rmo執(zhí)行這一功能，它使乘法器的輸出端成為電感電流和基準(zhǔn)電流的求和結(jié)點(diǎn)。 ? 在此例中，存在著以上的一個(gè)約束方程，電感電流的峰值電流被限定在5.6A，電流檢測電阻是0.25Ω，所以檢測電阻上的峰值電壓是1.4V。乘法器最大輸出電流是365uA，所以合成電阻Rmo應(yīng)該是3.84KΩ，可選3.9KΩ。

14.振蕩器頻率

振蕩器的頻率由電容CT和電阻RSET來設(shè)定，RSET已知為10KΩ，開關(guān)頻率fs要設(shè)定為100kHz，電容即由下式?jīng)Q定：

所以CT為0.00125uF。

15.電流誤差放大器的補(bǔ)償

(1)計(jì)算電感電流下降時(shí)在檢測電阻兩端所造成的壓降，再除以開關(guān)頻率，方程為：

Δvrs =(400×0.25)/(0.001×10,000) =1.0V

此電壓必須等于 Vs的峰-峰值，即定時(shí)器電容上的電壓5.2V。

誤差放大器的增益為：

? (2)反饋電阻，設(shè)Rci=Rmo=3.9KΩ

Rcz=GcaRci=5.2×3.9=20KΩ

(3)電流環(huán)穿越頻率：

(4)選Ccz，選擇45°相位范圍，在環(huán)路穿越頻率處設(shè)置零點(diǎn)。

取620pF

(5)選擇Ccp，極點(diǎn)必須在fs/2上，

取62pF

16.電壓誤差放大器的補(bǔ)償

THD為5％，選3%的3次諧波交流輸入作為規(guī)范值。1.5%分配做Vff輸入，0.75%到輸出紋波電壓，或1.5%到Vvac。留下0.75%分配到各種非線性器件

(1)輸出紋波電壓：輸出紋波電壓由下式?jīng)Q定，式中 fr是2次諧波的頻率：

（2）放大器增益的設(shè)置：Vo(pk)必須減少到電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓，這就是要設(shè)置誤差放大器在2次諧波頻率點(diǎn)上的增益，公式如下：

對(duì)于UC3854,△Vvao為5-1=4V,例中

? （3）反饋網(wǎng)絡(luò)的數(shù)值：取Rvi為511

取0.047uF

（4）設(shè)置分壓電阻：

取10KΩ

（5）極點(diǎn)頻率:

升壓級(jí)增益為：

它包括乘法器、分壓器和平方器在內(nèi)；Xco是輸出電容的阻抗。 在放大器的響應(yīng)的極點(diǎn)上，誤差放大器增益由下式給出：

? 總的電壓環(huán)增益為Gbst和Gva的乘積，由下式給出：

Xco和Xcf兩項(xiàng)都和頻率有關(guān)，該函數(shù)有2次方的斜率（-40dB/10倍頻程）。

為求出截止頻率，設(shè)Gv=1,求解fvi，Xco安排在1/（2πfCo），Xcf安排在1/（2πfCvf）1/（2πfCo）

Rvf的值等于Cvf在fvi的阻抗，

可選用174KΩ

17.前饋電壓濾波電容

這些電容確定了交流輸入電流上Vff分配的3次諧波失真，并確定所需衰減的總量。整流后的電網(wǎng)電壓2次諧波含量是 66.2%。THD是允許的總諧波失真百分比。

用兩個(gè)等式連解極點(diǎn)，求出極點(diǎn)頻率，fr是2次諧波的紋波頻率。

選擇Cff1和Cff2：

（10）UC3854的仿真電路

（11）UC3854的仿真波形

電流誤差放大器輸出及載波波形

電感電流及驅(qū)動(dòng)波形

輸入電流波形及頻譜分析

UC3854的實(shí)驗(yàn)波形

（12）UC3854平均電流控制的小結(jié)

這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是： 1 恒頻控制。 2 工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積小。 3 能抑制開關(guān)噪聲。 4 輸入電流波形失真小。

主要缺點(diǎn)是： 1 控制電路復(fù)雜。 2 需用乘法器和除法器。 3 需檢測電感電流。 4 需電流控制環(huán)路。

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