接地共面波導(dǎo)射頻饋線的優(yōu)化方案解析

Arira Design的信號完整性小組被要求重新設(shè)計現(xiàn)有的5GHz接地共面波導(dǎo)RF饋線，以提高客戶板上Wi-Fi子系統(tǒng)的性能。測量表明，饋線阻抗的阻抗約為38歐姆。

在進行仿真之前，原始設(shè)計發(fā)現(xiàn)了幾個問題，包括：

• 無法考慮阻焊層對走線阻抗的影響
• 在走線阻抗計算中未考慮PCB回蝕
• 附近的非參考地平面中的切口不正確

對現(xiàn)有的饋線進行了仿真，然后根據(jù)仿真結(jié)果改進了共面幾何形狀，以滿足50歐姆的阻抗要求。結(jié)果，該客戶報告說，使用新的PCB可以大大改善Wi-Fi性能。

本文討論了初始PCB設(shè)計的共面幾何形狀，上述三項的影響以及最終的共面幾何形狀。顯示了不同共面配置的電場圖，以說明接地共面設(shè)計可能發(fā)生的有意和無意耦合（假設(shè)讀者熟悉共面波導(dǎo)或CPW和接地共面波導(dǎo)的基本結(jié)構(gòu)，或者GCPW）。

接地共面波導(dǎo)

由于現(xiàn)代電路板上Wi-Fi和藍牙集成的普遍性，接地共面波導(dǎo)在PCB設(shè)計中正變得越來越普遍。與傳統(tǒng)的微帶傳輸線相比，GCPW的一些優(yōu)勢如下：

更低的損耗：更多的電場線穿過空氣，而不是流過有損的PCB材料。這樣可以在運行于5GHz的PCB設(shè)計中使用價格更便宜的FR-4。

隔離：與微帶相比，GCPW線提供了更多的隔離，因為磁場線的約束更加嚴格。

靈活的幾何形狀：GCPW阻抗主要由走線和共面接地結(jié)構(gòu)之間的間隙控制。與微帶傳輸線相比，這在走線寬度上具有更大的靈活性。

較低的銅表面粗糙度損失：微帶線中的電流傾向于沿著走線的底部集中，走線的底部是最粗糙的銅（以增強與電介質(zhì)的附著力）。正確設(shè)計的GCPW傳輸線傾向于使電流集中在走線的邊緣，在走線的表面較光滑。

出色的匹配組件放置：大多數(shù)藍牙或Wi-Fi RF饋線需要串聯(lián)和/或并聯(lián)匹配組件。由于GCPW的接地線緊鄰走線，因此可以將并聯(lián)組件直接安裝在走線和共面接地之間，從而消除了與過孔相關(guān)的寄生現(xiàn)象。

可使用許多工具來計算GCPW結(jié)構(gòu)的阻抗，但是Internet上可用的免費工具通常會限制可分析結(jié)構(gòu)的類型。通常可以計算出基本結(jié)構(gòu)，但近乎銅結(jié)構(gòu)的效果通常需要進行EM仿真才能正確建模。

PCB說明

所考慮的PCB是使用FR4電介質(zhì)，標稱Dk（介電常數(shù)）為4.2的消費類產(chǎn)品的高容量四層板。板的厚度約為45密耳。GCPW位于第1層，而接??地參考島位于第3層。第2層是接地平面層。第3層是電源平面層，也具有GCPW的接地參考島，第4層是信號層。直徑為8密耳的通孔將第1層接地層與第3層參考平面和第2層上的主接地層連接起來。

初始PCB上的接地共面波導(dǎo)幾何形狀是使用Internet上提供的免費軟件傳輸線計算工具設(shè)計的。GCPW的走線寬度約為24密耳。選擇該走線寬度以匹配Wi-Fi模塊和天線連接器的引腳尺寸。電鍍后的跡線厚度約為1.5密耳。共面走線位于地面參考平面上方約37密耳處。

（資料來源：Arira Design）

通過此輸入，我們的客戶最初使用的傳輸線計算工具確定共面間隙為3密耳。第2層接地平面上有一個切口。PCB設(shè)計人員將此切口的寬度與第1層上共面接地浮雕的寬度相匹配，以使第2層平面上的切口的寬度為30密耳，如上圖所示。

初步分析與模擬

當檢查用于在初始板上設(shè)計共面幾何形狀的傳??輸線計算器時，發(fā)現(xiàn)該工具并未解決板上存在阻焊層的問題。同樣，它也沒有考慮到PCB回蝕。對于位于PCB外層的邊緣耦合結(jié)構(gòu)，阻焊層和PCB回蝕會極大地影響走線阻抗，尤其是在結(jié)構(gòu)表現(xiàn)出強耦合的情況下。顯然，如果這些因素未包括在共面阻抗分析中，那么計算的準確性就會受到影響。同樣清楚的是，靠近共面走線的第2層接地平面的存在也會影響走線阻抗。

考慮到這一點，進行了一系列模擬，以量化阻焊層，回蝕以及第2層接地平面與共面走線的緊密距離的影響。Ansoft的Q2D場求解器工具用于此建模。仿真及其結(jié)果如下所示：

沒有阻焊層，沒有回蝕，沒有L2接地層：Q2D仿真報告的阻抗為43.0歐姆。另一款商用2D場求解器LINPAR報告的阻抗為42.7歐姆，與Q2D模擬顯示出極好的一致性。這是免費軟件阻抗計算器分析并錯誤地報告阻抗為50歐姆的結(jié)構(gòu)。

沒有阻焊層，沒有蝕刻層，沒有L2接地層（來源：Arira Design）

存在阻焊層，無回蝕，無L2接地平面：對于此仿真，將阻焊層添加到了模型中。Q2D仿真報告的阻抗為37.9歐姆。阻焊層的存在增加了共面走線和共面接地層之間的耦合，從而大大降低了阻抗。

存在阻焊層，無蝕刻，無L2接地層（來源：Arira Design）

存在阻焊層，存在回蝕層，不存在L2接地平面：此模擬將回蝕添加到了共面走線和共面地上。Q2D仿真報告的阻抗為39.9歐姆。回蝕減少了共面走線和共面接地層之間的耦合，與以前的情況相比，這稍微增加了阻抗。

存在阻焊層，存在回蝕層，無L2接地平面（來源：Arira Design）

存在阻焊層，存在Etchback層，存在L2接地層：這是在原始PCB設(shè)計中實現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。Q2D仿真報告的阻抗為36.5歐姆?？拷裁孀呔€的接地層的存在會增加對地的耦合，從而降低阻抗。36.5歐姆的仿真結(jié)果與38歐姆的初始PCB設(shè)計上的走線阻抗測量值接近。

存在阻焊層，存在回蝕層，存在L2地平面（來源：Arira Design）

阻抗優(yōu)化

為了將GCPW結(jié)構(gòu)的阻抗優(yōu)化為50歐姆，策略是首先確定（使用模擬）滿足50歐姆要求的共面幾何形狀。然后，一旦確定了幾何形狀，就將第2層的接地平面添加到模擬中，并使用模擬對第2層接地平面切口的寬度進行優(yōu)化。

步驟1：在阻抗優(yōu)化過程的第一步中，通過連續(xù)進行共面間隙的模擬掃描，將第1層上共面間隙的寬度優(yōu)化為50歐姆。發(fā)現(xiàn)最佳間隙為5.7密耳，這導(dǎo)致模擬阻抗為50.07歐姆。通過仿真確定的最佳間隙幾乎是原始PCB設(shè)計間隙寬度的兩倍。模擬的共面阻抗與共面間隙的關(guān)系圖如下所示。

阻抗與CPW間距（來源：Arira Design）

步驟2：在第二個優(yōu)化步驟中，將共面間隙固定為5.7密耳，將第2層接地平面添加到模型中，并將第2層接地平面上的切口寬度從24密耳掃到80密耳。根據(jù)以前的經(jīng)驗，我們知道與第1層總共面間隙（30 mils）相似的第2層平面切口寬度會導(dǎo)致阻抗過低，但是我們想模擬小于預(yù)期解決方案范圍的寬度，以便了解阻抗與接地寬度的關(guān)系。

阻抗與接地切口寬度的兩幅圖如下所示。第一個圖顯示了從24到80密耳掃過的接地平面切口寬度，而第二個圖則將焦點縮小到50到80密耳范圍內(nèi)的接地切口寬度。

阻抗與平面切割寬度的關(guān)系，頂部24至80密耳，底部50至80密耳（來源：Arira Design）

從這些圖中可以看出，當不存在第2層接地層時，阻抗將收斂到在優(yōu)化過程的第一步中計算出的50.07歐姆值。從這些圖中可以看到，第二層接地平面切口寬度大于58密耳并不會顯著移動阻抗，因此，這就是為新PCB設(shè)計選擇的接地平面切口的大小。所得阻抗為49.9歐姆。

電場圖

下面顯示了不同接地平面切口寬度以及原始PCB設(shè)計的仿真電場圖。這些電場圖用于確認結(jié)構(gòu)是否正確設(shè)計并發(fā)現(xiàn)任何問題區(qū)域。例如，在以較小寬度的第2層接地平面切口為特色的仿真中，可以看到共面走線的電場與第2層接地平面牢固耦合，從而降低了走線的阻抗。

對于每種配置，將顯示兩個圖。電場強度圖顯示電介質(zhì)（FR4，阻焊層和走線上方的空氣）中的電場圖，并用顏色編碼以指示電場強度。矢量圖以矢量格式顯示電場。這也用顏色編碼以反映場強。

下圖顯示了在Ansoft Q2D中建模的GCPW，其中標記了組成結(jié)構(gòu)。查看電場圖時，可使用此圖獲取方位。該圖或電場圖中未顯示第3層的返回接地平面。

以Ansoft Q2D建模的GCPW（來源：Arira Design）

原始設(shè)計：3 mil共面間隙，30 mil 2層接地平面間隙：下圖顯示了具有3 mil共面間隙和2層接地平面中30 mil寬間隙的原始設(shè)計的電場。從共面走線到第2層接地層的耦合非常強。這種強耦合以及太小的共面間隙導(dǎo)致模擬的36.5歐姆共面阻抗。

原始設(shè)計：3 mil共面間隙，30 mil 2層地平面間隙（來源：Arira Design）

不正確的設(shè)計：5.7 mil共面間隙，35 mil第2層接地平面間隙：下圖顯示了具有阻抗優(yōu)化的5.7 mil共面間隙但在2層接地平面中有35 mil寬間隙的設(shè)計的電場。這說明了（相對常見的）情況，設(shè)計人員使用了正確的共面間隙，但錯誤地將第2層接地間隙實現(xiàn)為與總共面接地間隙相同的寬度（35密耳）。如我們所見，從共面走線到第2層接地層的耦合相當強，這導(dǎo)致模擬的共面阻抗為46.5歐姆。

設(shè)計不正確：共面間隙為570萬密耳，第2層地平面間隙為3500萬密耳（來源：Arira Design）

優(yōu)化設(shè)計：共面間隙為570密耳，第2層接地層間隙為58密耳：下圖顯示了設(shè)計的電場，其中第2層接地面阻抗優(yōu)化了570密耳，共面間隙為58密耳。L2接地平面間隙優(yōu)化掃描顯示，第2層接地平面中的間隙大于58 mils不會顯著影響阻抗。因此，接地平面切口設(shè)置為58密耳。

在這種配置中，與第2層接地層的耦合很小，模擬阻抗為49.9歐姆。

優(yōu)化設(shè)計：共面間隙為570萬密耳，第2層地平面間隙為5800萬密耳（來源：Arira Design）

大接地平面切口：570萬共面間隙，第7層第2層接地間隙：下圖顯示了設(shè)計中的電場，其中阻抗優(yōu)化了5.7密共面間隙，第2層中有75 mil寬間隙地平面。該圖表明，如果將第2層接地平面的間隙擴大到58密耳以上，則L2接地平面的耦合不會顯著降低。但是，較大的接地平面間隙可能會干擾PCB上的其他布線。

在這種配置中，與第2層接地層的耦合非常低，模擬阻抗為50.0歐姆。

較大的接地平面切口：共面間隙為570萬，第二層接地間隙為7500萬（資料來源：Arira Design）

結(jié)論

免費軟件阻抗計算工具通常功能有限。它們可能允許也可能不允許您為回蝕或阻焊膜建模，并且它們通常不適合模擬多層幾何中各層之間的現(xiàn)場相互作用。

對于多層堆疊上的某些接地共面配置，共面接地參考平面可能是共面走線下方的兩個或更多PCB層。這需要在接地平面參考層上方的那些層上的共面走線下方設(shè)置銅保留區(qū)域。試圖直觀地估計該銅保留區(qū)域的最佳尺寸是非常困難的。低估保留區(qū)的大小可能會導(dǎo)致無法預(yù)料的EM場相互作用，而高估保留區(qū)的大小可能會導(dǎo)致PCB設(shè)計上不必要的寶貴布線面積損失。

一些設(shè)計人員使用眾多可用的傳輸線工具之一來“足夠接近”地獲取走線的阻抗，然后他們依靠自己的晶圓廠使用商用阻抗計算器（例如Polar）來計算正確的幾何形狀和撥號方式。蝕刻電路板時的阻抗。不幸的是，這種方法無法解決PCB結(jié)構(gòu)之間意外耦合的問題，因為晶圓廠在電路板制造過程中并未使用PCB上的實際走線來測量阻抗。取而代之的是，晶圓廠使用測試蝕刻片，上面刻有設(shè)計者的跡線幾何形狀。這些測試試樣不會將無意的耦合復(fù)制到PCB設(shè)計上發(fā)生的附近結(jié)構(gòu)上。因此，晶圓廠

如果您要在板上設(shè)計接地共面波導(dǎo)，那么您將希望在第一時間就將其正確設(shè)置。即使天線饋線存在嚴重的失配，大多數(shù)Wi-Fi和Bluetooth設(shè)計在板載過程中似乎都可以正常工作。但是，糟糕的設(shè)計幾乎總是會在您宣布勝利后在范圍測試或數(shù)據(jù)完整性測試中廣為人知。
編輯：hfy