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移動(dòng)寬帶無線通信系統(tǒng)如何提高頻譜效率

電子設(shè)計(jì) ? 來源:Maxim ? 作者:Maxim ? 2021-04-13 11:29 ? 次閱讀

高速和低速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器在現(xiàn)代寬帶移動(dòng)無線電中發(fā)揮關(guān)鍵功能。本應(yīng)用筆記概述了如何確定基帶采樣無線電架構(gòu)中的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器性能要求。此外,在考慮高速模擬前端(AFE)解決方案時(shí),還概述了系統(tǒng)分區(qū)策略和優(yōu)點(diǎn)。

簡介
多年來,無線通信已發(fā)生了巨大的發(fā)展。僅以空氣為媒介運(yùn)行的產(chǎn)品和小工具的發(fā)明使世界進(jìn)入了一個(gè)更快的時(shí)代。它不僅改變了交流的狀態(tài),而且為交通,工業(yè)生產(chǎn),商業(yè)以及最重要的是人們的日常生活中的新起點(diǎn)鋪平了道路。

移動(dòng)寬帶無線通信系統(tǒng)采用幾種技術(shù)來提高頻譜效率。為了實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率,產(chǎn)生最佳的系統(tǒng)容量并確??煽康姆?wù)質(zhì)量(QoS),現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)使用具有高階調(diào)制(16Q AM至64 QAM)的可變信道帶寬(BW = 1.25 MHz至20 MHz)碼分或正交頻分多址(CDMA,OFDMA)以及可擴(kuò)展的智能天線技術(shù)(例如,多輸入多輸出或MIMO,空間分集)。

3GPP標(biāo)準(zhǔn)UMTS,TD-SCDMA和長期演進(jìn)(LTE)以及其他諸如IEEE?802.16e,IEEE 802.11n和IEEE 802.11ac等標(biāo)準(zhǔn)都是使用這些技術(shù)的一些常見系統(tǒng)。例如,使用64 QAM調(diào)制,具有2048個(gè)子載波的正交頻分多路復(fù)用(OFDM),20 MHz信道帶寬和2×2 MIMO,4G LTE無線電可以以強(qiáng)大的性能實(shí)現(xiàn)大于100 Mbps的峰值數(shù)據(jù)速率建筑學(xué)。

帶有OFDM的高階調(diào)制,寬信道帶寬和MIMO架構(gòu)共同要求從接收模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Rx ADC)和發(fā)送數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Tx DAC)獲得更高的性能。高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的要求包括更快的采樣率,更高的動(dòng)態(tài)范圍,改善的光譜性能以及多個(gè)通道。此外,由于最終產(chǎn)品通信設(shè)備是移動(dòng)的且由電池供電,因此數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器必須具有低功耗和微型尺寸。在選擇正確的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器解決方案時(shí),這些因素給設(shè)計(jì)帶來了迷宮。以下主題介紹了一種可幫助設(shè)計(jì)人員應(yīng)對這些挑戰(zhàn)的方法。

無線電和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能
小型,低功耗和低成本是移動(dòng)無線產(chǎn)品(如智能手機(jī),數(shù)據(jù)卡,嵌入式無線電,公共安全無線電,戰(zhàn)術(shù)軍事無線電或移動(dòng)衛(wèi)星無線電)中的重要設(shè)計(jì)目標(biāo)。因此,直接轉(zhuǎn)換零中頻(ZIF)架構(gòu)是一種常見的無線電解決方案。與外差式無線電相比,ZIF架構(gòu)消除了多個(gè)中頻成分,例如IF混頻器,VGA,LO合成器和鏡像抑制濾波器。這種消除降低了成本并減小了尺寸。此外,在具有可變信道帶寬的應(yīng)用(例如LTE)中,ZIF架構(gòu)可用于可編程基帶濾波。

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典型的ZIF無線電基于高度集成的模擬前端芯片。

圖1說明了典型移動(dòng)無線電應(yīng)用中使用的ZIF陣容。ZIF無線電架構(gòu)需要一個(gè)雙通道Rx ADC和一個(gè)雙通道Tx DAC用于同相和正交(I / Q)基帶信號(hào)采樣和構(gòu)建。其他低速轉(zhuǎn)換器用于RF前端增益控制和輔助模擬信號(hào)測量,例如溫度和發(fā)射器RF功率。轉(zhuǎn)換器的數(shù)字總線與現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA),數(shù)字信號(hào)處理器DSP)或?qū)S?a target="_blank">集成電路ASIC)形式的數(shù)字基帶處理器接口。數(shù)字基帶處理器執(zhí)行信號(hào)處理功能,例如通道編碼,調(diào)制映射和數(shù)字濾波。單模ZIF無線電可能需要多達(dá)八個(gè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器通道。

輸入高速模擬前端(AFE)
如圖1所示,高速轉(zhuǎn)換器通道和無線電收發(fā)器之間的比率為4:1。對于每個(gè)添加的無線電收發(fā)器,數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的密度增加四倍。在4×4 MIMO設(shè)計(jì)中可以看到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器與無線電之間的戲劇性4:1關(guān)系,其中需要四個(gè)無線電收發(fā)器以及16個(gè)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器通道。這使得數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能成為重要的領(lǐng)域,密集的模擬集成可以幫助縮小尺寸,降低成本和降低功耗,這對于移動(dòng)無線電設(shè)計(jì)至關(guān)重要。

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MAX19713高速AFE框圖。

可以將高速和低速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器組合到單個(gè)設(shè)備中,以滿足移動(dòng)產(chǎn)品的尺寸,成本和功耗目標(biāo)。高速AFE可以用作集成轉(zhuǎn)換器解決方案。MAX19713就是這樣一種AFE,如圖2所示。AFE集成了與無線電前端接口所需的所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。

高速AFE在多模式設(shè)計(jì)中具有應(yīng)用。一個(gè)示例是一種雙模無線電,它支持具有基于Wi-Fi?或MIMO的設(shè)計(jì)的UMTS,例如LTE,WiMAX?和IEEE 802.11n / ac,它們需要多個(gè)無線電和多個(gè)轉(zhuǎn)換器通道。無線電數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和RF收發(fā)器之間的4:1關(guān)系使AFE成為基于FPGA和基于DSP的設(shè)計(jì)的有吸引力的解決方案。

由于獨(dú)立的DSP和FPGA通常是純數(shù)字設(shè)備,因此它們沒有集成混合信號(hào)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能。高速AFE可以滿足數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的要求,理想情況下可以在低功耗,占用空間小的情況下完成這項(xiàng)工作。AFE分區(qū)的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可伸縮性。當(dāng)給定的設(shè)計(jì)從1×1單輸入單輸出(SISO)擴(kuò)展到2×2 MIMO或4×4 MIMO時(shí),可以根據(jù)需要使用AFE。這減輕了數(shù)字基帶調(diào)制解調(diào)器的負(fù)擔(dān),而不必集成多個(gè)AFE配置以支持不同的MIMO無線電方案。將轉(zhuǎn)換器移出數(shù)字基帶可以優(yōu)化調(diào)制解調(diào)器的芯片尺寸,降低測試成本,并降低芯片成本。因此,獨(dú)立的AFE分區(qū)可提供設(shè)計(jì)靈活性和可伸縮性。然而,

Rx ADC:多少位?
可以使用圖3中的示例Rx ADC SNR預(yù)算分析來計(jì)算Rx ADC的動(dòng)態(tài)性能要求。該分析確定了可靠的信號(hào)恢復(fù)所需的Rx ADC動(dòng)態(tài)范圍。在基帶采樣應(yīng)用中,重要的ADC參數(shù)是信噪比和失真(SINAD),它轉(zhuǎn)換為有效位數(shù)(ENOB)。

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RX ADC SNR預(yù)算顯示了不同系統(tǒng)方面如何影響總動(dòng)態(tài)范圍要求。

SINAD參數(shù)說明了奈奎斯特頻帶內(nèi)的噪聲和失真,以及由于過采樣導(dǎo)致的過程增益。選擇射頻前端靈敏度,噪聲系數(shù)和濾波,以滿足所需SER的基帶解調(diào)信號(hào)處理要求。在不顯著降低SNR的情況下,量化ZIF接收器的模擬I / Q輸出信號(hào)是Rx ADC的主要工作。此外,Rx ADC不會(huì)引入會(huì)抑制可靠信號(hào)恢復(fù)的失真。

圖3中的分析使用具有OFDM,信道帶寬= 5MHz和1e-5 SER的64QAM調(diào)制,并考慮了ADC SNR下降,ADC增益/偏移誤差和RF前端自動(dòng)增益控制(AGC)誤差。該分析適用于任何空中接口標(biāo)準(zhǔn),包括LTE,高速分組接入(HSPA)和802.11a / b / g / n / ac。

Rx ADC SNR預(yù)算涉及幾個(gè)因素:

調(diào)制SNR:對于SER = 1e-5的64 QAM調(diào)制,數(shù)字解調(diào)器需要18 dB SNR。這是基于已知的符號(hào)錯(cuò)誤概率理論(圖4)。

SNR裕度:由于ADC具有內(nèi)部噪聲源,因此其表現(xiàn)不像理想的量化器。ADC固有地在輸入信號(hào)中增加了噪聲和失真。設(shè)計(jì)目標(biāo)是選擇一個(gè)噪聲和失真度在可接受范圍內(nèi)的ADC,以滿足數(shù)字解調(diào)器的SNR要求。通常,良好的品質(zhì)因數(shù)是0.6 dB的衰減。這意味著ADC不會(huì)使輸入SNR的下降幅度超過0.6 dB。因此,ADC的SNR必須比輸入信號(hào)的SNR電平好8.86dB。換句話說,如果輸入信號(hào)具有18.6 dB的SNR,要實(shí)現(xiàn)18 dB的SNR,則ADC需要26.89 dB的SNR,以防止輸入信號(hào)降級超過0.6 dB。以下公式計(jì)算系統(tǒng)SNR:

系統(tǒng)SNR = -20log(10-SNRa / 10 + 10-SNRb / 10 +….10-SNRn / 10)1/2

PAPR:對于2n載波(子載波= 256、512、2048)OFDM信令,PAPR為8 dB至12 dB。這意味著ADC輸入必須回退12 dB,以防止在峰值期間削波。應(yīng)當(dāng)避免ADC削波,因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生會(huì)降低SER性能的失真。

增益/失調(diào)誤差:ADC增益誤差的主要來源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓。內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源可在整個(gè)溫度范圍內(nèi)具有±5%的容差。失調(diào)是內(nèi)部ADC放大器電壓失調(diào)的殘差。增益誤差和失調(diào)誤差是ADC誤差預(yù)算中的重要考慮因素,因?yàn)樗鼈儠?huì)減小可用的動(dòng)態(tài)范圍。如果增益誤差和失調(diào)誤差分別為滿量程的10%,則各自會(huì)導(dǎo)致動(dòng)態(tài)范圍降低1 dB。由于該錯(cuò)誤,ADC必須后退1 dB,以防止輸入削波,而后退1 dB,以解決有限的動(dòng)態(tài)范圍。使用內(nèi)部ADC基準(zhǔn)電壓源可節(jié)省成本和尺寸,并且消除了庫存中的額外組件。合理的成本大小折衷方案是使用帶有集成基準(zhǔn)的高速AFE,并增加2 dB的動(dòng)態(tài)范圍余量。

AGC錯(cuò)誤:典型的ZIF接收器集成了AGC來設(shè)置基帶模擬I / Q輸出電壓信號(hào)電平。由于過程,溫度和電源電壓的變化,AGC電平可能會(huì)出現(xiàn)20%(±10%)的精度誤差。這在AGC中轉(zhuǎn)換為2 dB的誤差。為了在Rx ADC輸入端保持所需的SNR電平和PAPR補(bǔ)償,應(yīng)在SNR預(yù)算分析中考慮AGC誤差。例如,如果實(shí)際AGC設(shè)置比預(yù)期設(shè)置低2 dB,則SNR將降低2 dB。

信道濾波器:在某些情況下,RF接收器無法充分過濾不良的相鄰信道干擾源。在這種情況下,Rx ADC必須具有足夠的動(dòng)態(tài)范圍,以處理阻塞信號(hào)電平和所需信號(hào),同時(shí)保持所需數(shù)字信號(hào)解調(diào)所需的SINAD。附加的動(dòng)態(tài)范圍用于對不需要的干擾源進(jìn)行數(shù)字濾波?;蛘?,為了降低成本和裸片尺寸,可以降低基帶模擬濾波器的階數(shù),并且可以數(shù)字方式進(jìn)行其他濾波。在模擬和數(shù)字濾波器階數(shù)之間存在dB-dB的關(guān)系,因此必須通過將Rx ADC的動(dòng)態(tài)范圍提高6 dB來將模擬濾波減少6 dB。在此示例中,假定了12 dB的阻塞衰減。

處理增益:假設(shè)Rx ADC是基帶模擬I / Q信號(hào)的2倍過采樣。由于基帶信號(hào)為BW = 2.5 MHz,F(xiàn)CLK = 10 MHz,因此產(chǎn)生的處理增益為3 dB。過程增益將SNR提高了3 dB,可以從所需的Rx ADC SNR中減去該增益。

Tx DAC:多少位?
可以使用圖5中的示例Tx DAC SNR預(yù)算分析來計(jì)算Tx DAC的動(dòng)態(tài)性能要求。該分析基于ZIF發(fā)送器陣容的誤差矢量幅度(EVM)規(guī)范。EVM是許多空中接口標(biāo)準(zhǔn)(3G,4G和802.11)中使用的調(diào)制質(zhì)量指標(biāo),并定義為RMS星座圖誤差幅度與峰值星座圖符號(hào)幅度之比。

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Tx DAC SNR預(yù)算包括許多因素,這些因素會(huì)影響整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍。使用這種方法,設(shè)計(jì)人員可以確定所需的TX DAC ENOB。

圖5中的性能預(yù)算分析使用具有OFDMA的16QAM調(diào)制,1e-6 SER,信道帶寬= 8.75 MHz以及Tx DAC降級,DAC增益/失調(diào)誤差和PAPR的余量。該分析以WiBro?空中接口標(biāo)準(zhǔn)為例,但適用于任何無線寬帶標(biāo)準(zhǔn)。

Tx DAC SNR預(yù)算涉及多個(gè)因素:

調(diào)制EVM:使用MAX2837 RF收發(fā)器的給定空中接口參考設(shè)計(jì),例如WiBro,可為16QAM提供3.5%的發(fā)送EVM,并提供POUT = 23的3/4前向糾錯(cuò)(3 / 4-FEC)編碼信號(hào)dBm的EVM規(guī)范以天線為參考,并且包括RF調(diào)制器和功率放大器(PA)損傷。3.5%的EVM性能可轉(zhuǎn)換為-29.1 dB的SNR。

SNR裕度:假設(shè)Tx DAC不能將系統(tǒng)SNR降低超過0.6 dB,這意味著Tx EVM降低了0.25%??傮w而言,包括Tx DAC貢獻(xiàn)在內(nèi)的Tx EVM必須為3.75%(3.5%+ 0.25%)或28.5 dB SNR。基于16QAM調(diào)制,調(diào)制器和PA產(chǎn)生29.1dB SNR。因此,Tx DAC必須具有更好的SNR(8.86 dB)才能產(chǎn)生0.6dB的衰減。Tx DAC需要37.96 dB的SNR(29.1 dB + 8.86 dB)。

PAPR:對于2n載波(子載波= 256、512、2048)OFDMA信令,PAPR為8dB至12dB。這意味著必須將Tx DAC輸出調(diào)低-12 dB,以防止在峰值期間出現(xiàn)削波。DAC削波產(chǎn)生信號(hào)失真,導(dǎo)致雜散發(fā)射,從而降低SER性能。

增益/失調(diào)誤差:DAC增益誤差的主要來源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓。內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源可在整個(gè)溫度范圍內(nèi)具有±5%的容差。失調(diào)是內(nèi)部DAC放大器電壓失調(diào)的殘差。增益誤差和失調(diào)誤差是DAC誤差預(yù)算中的重要考慮因素,因?yàn)樗鼈儠?huì)減小可用的動(dòng)態(tài)范圍。如果增益誤差和失調(diào)誤差均為滿量程的10%,則每個(gè)誤差都會(huì)使動(dòng)態(tài)范圍降低1 dB。由于該錯(cuò)誤,DAC必須回退1 dB以防止輸出削波,而必須回退1 dB以解決有限的動(dòng)態(tài)范圍。

Sin(x)/ x校正:在fC / fOUT = 4時(shí),sin(x)/ x頻率響應(yīng)會(huì)在fOUT = FCLK / 4時(shí)導(dǎo)致-0.91 dB衰減。在數(shù)字基帶中實(shí)現(xiàn)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器可以對此進(jìn)行校正?;蛘撸绻摑L降是可接受的,則可以將+0.91 dB的余量添加到SNR預(yù)算中,這在fOUT = FCLK / 4時(shí)說明了-0.91 dB的SNR下降。

編輯:hfy

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)是一種短距離高頻無線通信技術(shù),可以在幾厘米的距離內(nèi)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。NFC技術(shù)的應(yīng)用場景非常廣泛,包括移動(dòng)支付、門禁系統(tǒng)、公交卡、銀行卡、社保卡等。 ? 2、RFID/13.56MHz:
的頭像 發(fā)表于 04-18 15:37 ?2269次閱讀

指揮車無線通信的升級之路:無線傳輸系統(tǒng)應(yīng)用實(shí)例

一、引言 隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的迅猛發(fā)展,指揮車無線通信系統(tǒng)面臨著日益嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)。為了提升指揮車無線通信效率和穩(wěn)定性,眾多單位紛紛選擇對原有
的頭像 發(fā)表于 03-11 16:45 ?581次閱讀

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