電源電路原理圖

在電信工業(yè)和微波電路設(shè)計領(lǐng)域，普遍使用MOS管控制沖擊電流的方達到電流緩啟動的目的。MOS管有導(dǎo)通阻抗Rds_on低和驅(qū)動簡單的特點，在周圍加上少量元器件就可以構(gòu)成緩慢啟動電路。雖然電路比較簡單，但只有吃透MOS管的相關(guān)開關(guān)特性后才能對這個電路有深入的理解。

本文首先從MOSFET的開通過程進行敘述：

盡管MOSFET在開關(guān)電源、電機控制等一些電子系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用，但是許多電子工程師并沒有十分清楚的理解MOSFET開關(guān)過程，以及MOSFET在開關(guān)過程中所處的狀態(tài)一般來說，電子工程師通?；跂艠O電荷理解MOSFET的開通的過程，如圖1所示此圖在MOSFET數(shù)據(jù)表中可以查到

圖1 AOT460柵極電荷特性

MOSFET的D和S極加電壓為VDD，當驅(qū)動開通脈沖加到MOSFET的G和S極時，輸入電容Ciss充電，G和S極電壓Vgs線性上升并到達門檻電壓VGS（th），Vgs上升到VGS（th）之前漏極電流Id≈0A，沒有漏極電流流過，Vds的電壓保持VDD不變。

當Vgs到達VGS（th）時，漏極開始流過電流Id，然后Vgs繼續(xù)上升，Id也逐漸上升，Vds仍然保持VDD當Vgs到達米勒平臺電壓VGS（pl）時，Id也上升到負載電流最大值ID，Vds的電壓開始從VDD下降。

米勒平臺期間，Id電流維持ID，Vds電壓不斷降低。

米勒平臺結(jié)束時刻，Id電流仍然維持ID，Vds電壓降低到一個較低的值米勒平臺結(jié)束后，Id電流仍然維持ID，Vds電壓繼續(xù)降低，但此時降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后穩(wěn)定在Vds=Id×Rds（on）因此通常可以認為米勒平臺結(jié)束后MOSFET基本上已經(jīng)導(dǎo)通。

對于上述的過程，理解難點在于為什么在米勒平臺區(qū)，Vgs的電壓恒定？驅(qū)動電路仍然對柵極提供驅(qū)動電流，仍然對柵極電容充電，為什么柵極的電壓不上升？而且柵極電荷特性對于形象的理解MOSFET的開通過程并不直觀因此，下面將基于漏極導(dǎo)通特性理解MOSFET開通過程。

MOSFET的漏極導(dǎo)通特性與開關(guān)過程。

MOSFET的漏極導(dǎo)通特性如圖2所示MOSFET與三極管一樣，當MOSFET應(yīng)用于放大電路時，通常要使用此曲線研究其放大特性只是三極管使用的基極電流、集電極電流和放大倍數(shù)，而MOSFET使用柵極電壓、漏極電流和跨導(dǎo)。

圖2 AOT460的漏極導(dǎo)通特性

三極管有三個工作區(qū)：截止區(qū)、放大區(qū)和飽和區(qū)，MOSFET對應(yīng)是關(guān)斷區(qū)、恒流區(qū)和可變電阻區(qū)注意：MOSFET恒流區(qū)有時也稱飽和區(qū)或放大區(qū)當驅(qū)動開通脈沖加到MOSFET的G和S極時，Vgs的電壓逐漸升高時，MOSFET的開通軌跡A-B-C-D如圖3中的路線所示

圖3 AOT460的開通軌跡

開通前，MOSFET起始工作點位于圖3的右下角A點，AOT460的VDD電壓為48V，Vgs的電壓逐漸升高，Id電流為0，Vgs的電壓達到VGS（th），Id電流從0開始逐漸增大

A-B就是Vgs的電壓從VGS（th）增加到VGS（pl）的過程從A到B點的過程中，可以非常直觀的發(fā)現(xiàn)，此過程工作于MOSFET的恒流區(qū)，也就是Vgs電壓和Id電流自動找平衡的過程，即Vgs電壓的變化伴隨著Id電流相應(yīng)的變化，其變化關(guān)系就是MOSFET的跨導(dǎo)：Gfs=Id/Vgs，跨導(dǎo)可以在MOSFET數(shù)據(jù)表中查到

當Id電流達到負載的最大允許電流ID時，此時對應(yīng)的柵級電壓Vgs（pl）=Id/gFS由于此時Id電流恒定，因此柵極Vgs電壓也恒定不變，見圖3中的B-C，此時MOSFET處于相對穩(wěn)定的恒流區(qū)，工作于放大器的狀態(tài)

開通前，Vgd的電壓為Vgs-Vds，為負壓，進入米勒平臺，Vgd的負電壓絕對值不斷下降，過0后轉(zhuǎn)為正電壓驅(qū)動電路的電流絕大部分流過CGD，以掃除米勒電容的電荷，因此柵極的電壓基本維持不變Vds電壓降低到很低的值后，米勒電容的電荷基本上被掃除，即圖3中的C點，于是，柵極的電壓在驅(qū)動電流的充電下又開始升高，如圖3中的C-D，使MOSFET進一步完全導(dǎo)通

C-D為可變電阻區(qū)，相應(yīng)的Vgs電壓對應(yīng)著一定的Vds電壓Vgs電壓達到最大值，Vds電壓達到最小值，由于Id電流為ID恒定，因此Vds的電壓即為ID和MOSFET的導(dǎo)通電阻的乘積

基于MOSFET的漏極導(dǎo)通特性曲線可以直觀的理解MOSFET開通時，跨越關(guān)斷區(qū)、恒流區(qū)和可變電阻區(qū)的過程米勒平臺即為恒流區(qū)，MOSFET工作于放大狀態(tài)，Id電流為Vgs電壓和跨導(dǎo)乘積

電路原理詳細說明：

MOS管是電壓控制器件，其極間電容等效電路如圖4所示。

圖4. 帶外接電容C2的N型MOS管極間電容等效電路

MOS管的極間電容柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs、漏源電容Cds可以由以下公式確定：

公式中MOS管的反饋電容Crss，輸入電容Ciss和輸出電容Coss的數(shù)值在MOS管的手冊上可以查到。

電容充放電快慢決定MOS管開通和關(guān)斷的快慢，Vgs首先給Cgs 充電，隨著Vgs的上升，使得MOS管從截止區(qū)進入可變電阻區(qū)。進入可變電阻區(qū)后，Ids電流增大，但是Vds電壓不變。隨著Vgs的持續(xù)增大，MOS管進入米勒平臺區(qū)，在米勒平臺區(qū)，Vgs維持不變，電荷都給Cgd 充電，Ids不變，Vds持續(xù)降低。在米勒平臺后期，MOS管Vds非常小，MOS進入了飽和導(dǎo)通期。為確保MOS管狀態(tài)間轉(zhuǎn)換是線性的和可預(yù)知的，外接電容C2并聯(lián)在Cgd上，如果外接電容C2比MOS管內(nèi)部柵漏電容Cgd大很多，就會減小MOS管內(nèi)部非線性柵漏電容Cgd在狀態(tài)間轉(zhuǎn)換時的作用，另外可以達到增大米勒平臺時間，減緩電壓下降的速度的目的。外接電容C2被用來作為積分器對MOS管的開關(guān)特性進行精確控制?？刂屏寺O電壓線性度就能精確控制沖擊電流。

電路描述：

圖5所示為基于MOS管的自啟動有源沖擊電流限制法電路。MOS管 Q1放在DC/DC電源模塊的負電壓輸入端，在上電瞬間，DC/DC電源模塊的第1腳電平和第4腳一樣，然后控制電路按一定的速率將它降到負電壓，電壓下降的速度由時間常數(shù)C2*R2決定，這個斜率決定了最大沖擊電流。

C2可以按以下公式選定：

R2由允許沖擊電流決定：

其中Vmax為最大輸入電壓，Cload為C3和DC/DC電源模塊內(nèi)部電容的總和，Iinrush為允許沖擊電流的幅度。

圖5 有源沖擊電流限制法電路

D1是一個穩(wěn)壓二極管，用來限制MOS管 Q1的柵源電壓。元器件R1，C1和D2用來保證MOS管Q1在剛上電時保持關(guān)斷狀態(tài)。具體情況是：

上電后，MOS管的柵極電壓要慢慢上升，當柵源電壓Vgs高到一定程度后，二極管D2導(dǎo)通，這樣所有的電荷都給電容C1以時間常數(shù)R1×C1充電，柵源電壓Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1導(dǎo)通產(chǎn)生沖擊電流。

以下是計算C1和R1的公式：

其中Vth為MOS管Q1的最小門檻電壓，VD2為二極管D2的正向?qū)▔航?，Vplt為產(chǎn)生Iinrush沖擊電流時的柵源電壓。Vplt可以在MOS管供應(yīng)商所提供的產(chǎn)品資料里找到。

MOS管選擇

以下參數(shù)對于有源沖擊電流限制電路的MOS管選擇非常重要：

l 漏極擊穿電壓 Vds

必須選擇Vds比最大輸入電壓Vmax和最大輸入瞬態(tài)電壓還要高的MOS管，對于通訊系統(tǒng)中用的MOS管，一般選擇Vds≥100V。

l 柵源電壓Vgs

穩(wěn)壓管D1是用來保護MOS管Q1的柵極以防止其過壓擊穿，顯然MOS管Q1的柵源電壓Vgs必須高于穩(wěn)壓管D1的最大反向擊穿電壓。一般MOS管的柵源電壓Vgs為20V，推薦12V的穩(wěn)壓二極管。

l 導(dǎo)通電阻Rds_on.

MOS管必須能夠耗散導(dǎo)通電阻Rds_on所引起的熱量，熱耗計算公式為：

其中Idc為DC/DC電源的最大輸入電流，Idc由以下公式確定：

其中Pout為DC/DC電源的最大輸出功率，Vmin為最小輸入電壓，η為DC/DC電源在輸入電壓為Vmin輸出功率為Pout時的效率。η可以在DC/DC電源供應(yīng)商所提供的數(shù)據(jù)手冊里查到。MOS管的Rds_on必須很小，它所引起的壓降和輸入電壓相比才可以忽略。

圖6. 有源沖擊電流限制電路在75V輸入，DC/DC輸出空載時的波形

設(shè)計舉例

已知：Vmax=72V

Iinrush=3A

選擇MOS管Q1為IRF540S

選擇二極管D2為BAS21

按公式（4）計算：C2》》1700pF。選擇 C2=0.01μF;

按公式（5）計算：R2=252.5kW。選擇 R2=240kW，選擇R3=270W《《R2;

按公式（7）計算：C1=0.75μF。選擇 C1=1μF;

按公式（8）計算：R1=499.5W。選擇 R1=1kW

圖6所示為圖5 電路的實測波形，其中DC/DC電源輸出為空載。