設計印刷電路板采用恰當?shù)脑O計及布局規(guī)則

在高速信號發(fā)生應用中，帶寬和分辨率是關鍵要求。新型信號發(fā)生應用運用高速數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）來產(chǎn)生各種不同類型的波形，包括單音直至具數(shù)百兆赫茲帶寬、復雜的多通道波形。

這些應用要求高速DAC足夠快，以在不犧牲模擬性能的前提下產(chǎn)生這些波形。在很多信號發(fā)生應用中，相位噪聲會限制通道的數(shù)量以及可能實現(xiàn)的通道間隔。

傳統(tǒng)上，相位噪聲由驅(qū)動DAC時鐘輸入的時鐘信號引起，不過DAC增加的任何相位噪聲都會出現(xiàn)在輸出頻譜中，并限制可能產(chǎn)生的信號。

對任何通用信號發(fā)生應用而言，理想DAC的速度應該盡可能快，且噪聲低、線性度高、附加性相位噪聲非常低。這些性能規(guī)格中的任何一項如果缺失，那么所產(chǎn)生的波形都不足以滿足應用的要求。

01帶寬

在任何信號發(fā)生應用中，最重要的設計標準都是帶寬。任何設計師都會問到的第一個問題是：需要多大的帶寬來產(chǎn)生想要的信號？

對于特定信令協(xié)議或特定應用，設計師可能需要一定大小的帶寬。無論設計師想要實現(xiàn)的帶寬有多大，DAC的速度都要至少是想要帶寬的2倍。

帶寬與采樣率（fs）之間的這種關系是由哈里-奈奎斯特定義的，描述了信號在采樣系統(tǒng)中的表現(xiàn)。

盡管可以產(chǎn)生帶寬從DC至fs/2的信號，但是這么做常常不實際，因為輸出頻譜中會出現(xiàn)所產(chǎn)生信號的鏡頻信號。鏡頻信號會出現(xiàn)在N×fs±fout（其中，fout是所產(chǎn)生信號的頻率）。

實際上，需要重建濾波器來衰減可能出現(xiàn)在輸出頻譜中任何所產(chǎn)生信號的鏡頻信號。即使所產(chǎn)生信號的帶寬沒有延伸到fs/2，但接近于它，鏡頻信號也會難以濾除。重建濾波器是用真實元件在模擬域?qū)崿F(xiàn)。

與數(shù)字濾波器不同，這些元件是非理想的，會導致具紋波及插入損耗的非理想通帶。一般而言，這些濾波器階數(shù)越高，產(chǎn)生的紋波和插入損耗就越大，從而使理想濾波器更加難以設計。

信號帶寬越接近fs/2，濾波器階數(shù)就必須越高，以衰減采樣過程中產(chǎn)生的鏡頻信號。濾波器階數(shù)越高，所需元件就越多，也就會產(chǎn)生更大的插入損耗和通帶紋波。

圖1:LTC2000建議原理圖。

運用采樣速率較高的DAC會增大可用帶寬，這將降低對濾波器的要求，允許濾波器采用較少的元件，降低復雜性，從而簡化設計，產(chǎn)生更好的結(jié)果。LTC2000是一款高性能、16位、2.5Gsps高速DAC，具有2.5Gsps采樣率，從而fs/2頻率為1.25GHz。

因此，對于800MHz的信號帶寬，在1.7GHz處會有一個鏡頻信號。在想要的頻帶和鏡頻信號頻率之間有900MHz。憑借900MHz的保護帶，鏡頻信號可以用簡單的低通濾波器輕松濾除。

具有較低采樣速率的DAC所產(chǎn)生的鏡頻信號更靠近想要的頻率，因此需要更加嚴格和復雜的濾波器。

要產(chǎn)生帶寬延伸到fs/ 2 的信號，還有另一個問題，即任何DAC 都存在SINC（sin（x）/x）滾降，隨著頻率升高，這個問題將使所產(chǎn)生的信號衰減。這種滾降在采樣頻率（fs）處有一個零點，從而不可能產(chǎn)生一個準確出現(xiàn)在采樣頻率上的信號。所產(chǎn)生的信號只是一個DC電壓。

對于實際應用而言，大約60%的奈奎斯特區(qū)域（DC至fs/2）沒有很大的SINC衰減，而可被利用。如果0dB是DC時的信號電平，那么在60%奈奎斯特頻率處，信號電平會下降6dB。

人們常常在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)這種滾降的反向補償，以糾正所產(chǎn)生信號的自然滾降。這使DAC能夠產(chǎn)生隨頻率變化具恒定幅度的波形。如果使用更高速度的DAC，那么SINC函數(shù)的滾降會隨DAC輸出頻率的升高而減輕。

02相位噪聲

在信號發(fā)生應用中，另一個需要考慮的重要因素是輸出的相位噪聲。輸出信號中出現(xiàn)的相位噪聲限制信號之間的間隔，且可能限制可以實現(xiàn)的調(diào)制階數(shù)。在信號發(fā)生過程中，相位噪聲越大，所產(chǎn)生信號的SNR就越低，其誤碼率也就越高。

抖動可用來衡量信號在時間域的過零準確度。一個完美的信號會在每個周期中的相同時點過零。實際上，這些過零點在時間上會有一定的分散性。如果這種分散性轉(zhuǎn)換到頻率域，就可以看到在基音周圍以頻譜泄漏形式出現(xiàn)的相位噪聲。

如果有幾個音調(diào)相互靠近，那么某個音調(diào)的SNR可能因其相鄰音調(diào)的頻譜泄漏而劣化，這會使信號誤碼率變差，降低所產(chǎn)生信號的準確度。通過降低在所產(chǎn)生信號中引入的相位噪聲，可以避免這種信號完整性損失。

避免給信號發(fā)生系統(tǒng)引入相位噪聲的最簡單方法，是用一個相位噪聲極低的時鐘來啟動。相位噪聲較低的時鐘傳遞給所產(chǎn)生信號的相位噪聲較低。

還有一點很重要，加在所產(chǎn)生信號上的時鐘相位噪聲的衰減幅度正比于所產(chǎn)生信號頻率與時鐘采樣速率之比。這種正比關系意味著，與通過用高采樣頻率時鐘產(chǎn)生高頻信號相比，如果用同樣的時鐘產(chǎn)生低頻信號，就會在輸出信號上產(chǎn)生較小的相位噪聲。

如果所產(chǎn)生的頻譜很寬，那么相對于較低頻率端，所產(chǎn)生的信號在頻譜高端會有更大的相位噪聲。

圖2:LTC2000建議布局

LTC6946是一款頻率合成器，不用外部VCO就可產(chǎn)生從370MHz直至5.7GHz的信號。該器件具備卓越的相位噪聲性能和非常低的寄生分量，適合作為信號發(fā)生應用的時鐘源使用。

用LTC6946驅(qū)動LTC2000高速DAC時，所產(chǎn)生的相位噪聲足夠低，適合大多數(shù)要求嚴苛的信號發(fā)生應用。LTC6946含有一個內(nèi)部VCO，可在便利性和相位噪聲之間做出權衡。如果使用LTC6945和一個外部VCO，還能實現(xiàn)更低的相位噪聲。

就LTC6945和LTC6946頻率合成器而言，起主導作用的相位噪聲源是VCO.在產(chǎn)生65MHz輸出音調(diào)時，LTC2000在1MHz偏移有-165dBc/rHz附加噪聲。

這確保與LTC2000本身的附加性相位噪聲相比，時鐘相位噪聲起主導作用。為了避免其他噪聲導致輸出信號劣化，在模擬輸出電路部分應該注意使用恰當?shù)牟季址椒ā?/p>

03恰當?shù)?a href="http://www.wenjunhu.com/tongxin/rf/" target="_blank">RF布局

設計印刷電路板時，如果沒有采用恰當?shù)脑O計及布局規(guī)則，那么使用高性能DAC和時鐘源的好處就會大打折扣。如果沒有恰當?shù)膶ΨQ性、旁路和勢壘，所產(chǎn)生的模擬輸出波形就有可能出現(xiàn)誤差，還可能引入噪聲及其他寄生分量。

圖1顯示了LTC2000的典型原理圖。就直至500MHz的信號而言，LTC2000的噪聲頻譜密度好于158dBm/rHz，這有助于在很寬的信號頻率范圍內(nèi)保持很高的信噪比。該器件的無寄生動態(tài)范圍（SFDR）直至500MHz均好于74dB，而對于直至1GHz的輸出頻率而言，SFDR則好于68dB。

為了最大限度提高LTC2000的性能，需要進行恰當?shù)牟季帧AC的輸出應該作為一個差分對來對待，并盡可能以對稱的路徑傳送。輸出網(wǎng)絡中的任何非對稱性都可能導致差分信號之間出現(xiàn)壓差。

這種電壓差將導致共模干擾，進而在輸出頻譜中產(chǎn)生不想要的失真和噪聲。通過使每個輸出的傳輸線實現(xiàn)對稱性，可以避免這種干擾。

可以通過通孔以及良好的布局保護模擬輸出免受干擾信號影響。信號發(fā)生DAC有3個端口，并帶來了布局挑戰(zhàn)：時鐘輸入、模擬輸出和數(shù)據(jù)輸入。如果數(shù)據(jù)輸入走線靠近輸出或時鐘，那么數(shù)據(jù)信號會耦合到這些信號中，在輸出頻譜中引起雜散噪聲。

類似地，如果時鐘信號由于不良布局而耦合到模擬輸入中，就會影響所產(chǎn)生信號的完整性。設計電路板時，通過在數(shù)字電路、時鐘信號和模擬輸出電路之間設置恰當?shù)膭輭?，可以使DAC實現(xiàn)最高性能。

恰當?shù)淖龇ㄊ?，在不同的層上傳?a target="_blank">數(shù)字信號、時鐘信號和模擬輸出，以最大限度降低這些信號之間的相互影響。圖2顯示了LTC2000的布局，同時顯示了怎樣隔離數(shù)字信號、時鐘信號和模擬輸出。

在該圖中，數(shù)字走線布設在電路板內(nèi)層上，僅通過通孔連接到LTC2000焊盤。時鐘走線非常短，由通孔包圍以隔離信號，而且不會布設在數(shù)字走線或模擬輸出旁邊。

輸出走線要盡可能對稱，并由保護模擬輸出免受干擾信號影響的勢壘包圍。遵循這些布局指導原則并采用干凈的采樣時鐘，LTC6946和LTC2000就能產(chǎn)生非常干凈的波形，滿足要求最嚴苛的信號發(fā)生應用的需求。
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