RF功率管理概述

圖1. RF功率管理電路使用對(duì)數(shù)放大器，充分利用其以dB為單位呈線性的寬檢測(cè)范圍 以前，在RF功率管理電路中一直使用二極管 檢測(cè)器來(lái)調(diào)整發(fā)射功率。它們?cè)诟咻斎牍β手禃r(shí)提供良好的溫度性能，但在低輸入功率時(shí)性能變壞。甚至使用溫度補(bǔ)償電路，由于二極管檢測(cè)器在低輸入功率下使溫度性能變壞，只能提供很小的檢測(cè)范圍，一種流行的取代二極管檢測(cè)器的方法是解調(diào)對(duì)數(shù)放大器。對(duì)數(shù)放大器提供一個(gè)很容易使用以dB為單位呈線性的RF功率檢測(cè)響應(yīng)并且具有很寬的動(dòng)態(tài)范圍。

對(duì)數(shù)放大器

圖2示出逐級(jí)壓縮對(duì)數(shù)放大器。在本例中， 有4個(gè)10 dB級(jí)聯(lián)的限幅放大器構(gòu)成了逐步的壓縮鏈。5個(gè)全波整流檢測(cè)器單元將RF信號(hào)電壓轉(zhuǎn)換為電流——其中一個(gè)檢測(cè)器單元在RF輸入端，其余4個(gè)在放大器級(jí)的輸出端。檢測(cè)器單元產(chǎn)生的電流與電壓信號(hào)幅度成比例，并且將這些電流相加以近似一個(gè)對(duì)數(shù)函數(shù)。用一個(gè)高增益級(jí)將流入的電流總和轉(zhuǎn)換成電壓?？缃釉?個(gè)10 dB放大器上的5個(gè)檢測(cè)器單元允許對(duì)數(shù)放大器具有50 dB檢測(cè)范圍。

圖2. 跨接在4個(gè)10 dB放大器之間的5個(gè)檢波器允許逐級(jí)壓縮對(duì)數(shù)放大器達(dá)到50 dB檢測(cè)范圍

圖3示出60 dB動(dòng)態(tài)范圍1 MHz～8 GHz帶寬對(duì)數(shù)放大器在2.2G Hz時(shí)的傳遞函數(shù)。RF輸出功率與其輸出電壓之間呈現(xiàn)一種線性關(guān)系，也就是說(shuō)，當(dāng)輸入功率增加時(shí)，對(duì)應(yīng)的輸出電壓以dB為單位呈線性關(guān)系跟著增加。圖中還包括一條對(duì)數(shù)一致性誤差曲線。這條對(duì)數(shù)一致性誤差曲線用于更近一步的檢查對(duì)數(shù)放大器的性能。在用灰色亮線表示的檢測(cè)范圍的線性區(qū)，可計(jì)算該傳遞函數(shù)的斜率和它與X軸的截距。這個(gè)信息提供了一個(gè)簡(jiǎn)單的理想模型以便與對(duì)數(shù)放大器的實(shí)際響應(yīng)來(lái)比較。理想的線性參考模型在圖中用虛線表示。理想的線性模型與實(shí)際的響應(yīng)曲線相比較產(chǎn)生對(duì)數(shù)一致性誤差曲線（以dB為單位）。

圖3. 在對(duì)數(shù)放大器檢測(cè)范圍的線性區(qū)計(jì)算的理想的參考模型與其實(shí)際響應(yīng)曲線相比較。比較結(jié)果產(chǎn)生對(duì)數(shù)一致性誤差曲線。

計(jì)算對(duì)數(shù)放大器一致性誤差的方法類似于在RF功率管理系統(tǒng)校準(zhǔn)中采用的兩點(diǎn)校準(zhǔn)方法。產(chǎn)品測(cè)試 過(guò)程中，在檢測(cè)器的線性范圍內(nèi)選擇兩個(gè)已知的RF信號(hào)強(qiáng)度。利用其產(chǎn)生的輸出電壓，可以計(jì)算斜率和截距響應(yīng)特性，并存儲(chǔ) 在非易失性存儲(chǔ)器 中以便建立一個(gè)簡(jiǎn)單的線性公式。利用以dB為單位呈線性的函數(shù)關(guān)系和測(cè)量到的檢測(cè)器電壓，很容易計(jì)算現(xiàn)場(chǎng)的發(fā)射功率。利用兩點(diǎn)校準(zhǔn)的重要優(yōu)點(diǎn)就是減少成本、縮短測(cè)試時(shí)間。然而，這種校準(zhǔn)方法僅是由于對(duì)數(shù)放大器的線性性能才成為可能。

因?yàn)樾?zhǔn)通常是在一個(gè)溫度下做的，所以溫度對(duì)檢測(cè)器的定量影響是很非常重要的。對(duì)數(shù)檢測(cè)器的精度隨溫度的變化可用一致性誤差表示。圖4示出工作頻率高達(dá)3.5 GHz的45 dB對(duì)數(shù)放大器在900 MHz的傳遞函數(shù)。圖中包括在-40oC和+85oC時(shí)的傳遞函數(shù)，以及對(duì)數(shù)一致性誤差隨溫度變化的關(guān)系曲線。因?yàn)樗^的兩點(diǎn)校準(zhǔn)情況，用相同的25oC線性參考產(chǎn)生三條線性一致性誤差曲線。

圖4. 在900 MHz處單個(gè)器件的對(duì)數(shù)一致性誤差示出工作溫度范圍內(nèi)±0.5dB的精度。

對(duì)數(shù)放大器在25°C環(huán)境溫度的傳遞函數(shù)具有50.25 dB/V的斜率和-51.6 dBm的截距（線性參考直線的延長(zhǎng)線與X軸的交點(diǎn)）。25°C的曲線在0 dB誤差線周圍波動(dòng)，然而，在兩端溫度處具有較小的斜率和截距偏移。在工作溫度范圍和40 dB檢測(cè)范圍內(nèi)，單個(gè)器件的對(duì)數(shù)一致性誤差保持在±0.5 dB以內(nèi)。在+85°C時(shí)的溫度漂移是動(dòng)態(tài)范圍的限制。雖然單個(gè)器件在工作溫度范圍內(nèi)可能會(huì)有好的精確度，然而由于半導(dǎo)體制造工藝引起的器件之間固有的細(xì)小差異可以證明對(duì)于精確的RF功率管理是一種障礙。

圖5示出70個(gè)器件對(duì)數(shù)一致性誤差的分布。在很寬的器件范圍內(nèi)抽樣以證明制造工藝引起的偏差。每個(gè)器件都有三條相對(duì)25°C線性參考值校準(zhǔn)的溫度曲線。盡管器件與器件之間有明顯的偏差，但其分布值非常接近。在工作溫度范圍和大于40 dB的檢測(cè)范圍內(nèi)器件的總體分布曲線具有±1 dB的精度。由于器件與器件之間具有可重復(fù)性的漂移從而引入溫度補(bǔ)償。

圖5. 器件之間的對(duì)數(shù)一致性誤差明顯不同，但其總體分布非常接近。 通常無(wú)線通信 標(biāo)準(zhǔn)要求發(fā)射功率檢測(cè)方案具有±1-dB 和±2-dB的精度，而在極端溫度則放寬限制。對(duì)數(shù)放大器的初始精度無(wú)需精細(xì)調(diào)整便足夠滿足大多數(shù)標(biāo)準(zhǔn)。盡管如此，對(duì)數(shù)放大器還是有很多明顯優(yōu)點(diǎn)，它們超出了由不同標(biāo)準(zhǔn)決定的RF功率管理要求。

MCU如何能補(bǔ)償誤差

正如前面所討論的，MCU能夠利用發(fā)射信號(hào)通道的偏置電壓有效地調(diào)整發(fā)射功率。通過(guò)增加溫度傳感器，MCU能夠更進(jìn)一步提高RF功率管理系統(tǒng)的精度。只要檢測(cè)器具有可重復(fù)性的溫度漂移，對(duì)某些測(cè)量值的誤差補(bǔ)償是可以實(shí)現(xiàn)的?？蓪⒖紤]到環(huán)境變化的補(bǔ)償算法程序集成到MCU的決策程序中以顯著減少或消除制造工藝和溫度變化。例如，如果一個(gè)功率檢測(cè)器具有可重復(fù)性的溫度漂移，那么為了消除已知溫度下預(yù)期的誤差可采用一種補(bǔ)償算法。

圖6示出許多對(duì)數(shù)放大器的對(duì)數(shù)一致性誤差曲線。在3.5 GHz，溫度漂移從+1 dB擴(kuò)展到-4 dB。器件在-40°C時(shí)的總體分布曲線緊隨25°C時(shí)的曲線。相反，在+85°C 的該分布曲線移動(dòng)了2.5 dB，并且不再與25°C時(shí)的分布曲線平行。盡管在這個(gè)頻率處的溫度漂移很大，但在每個(gè)特定溫度下的分布保持的非常接近。由于這些飄移的可重復(fù)性，所以能夠?qū)崿F(xiàn)一種補(bǔ)償方案顯著提高精度。

圖6. 在3.5 GHz 處+85°C時(shí)的溫度漂移分布曲線移動(dòng)并不再與25°C時(shí)的分布曲線平行。 通過(guò)+85°C對(duì)數(shù)一致性曲線的線性區(qū)的趨勢(shì)線表示該溫度的誤差模型。

由于斜率和截距隨溫度變化導(dǎo)致溫度漂移。鑒于這種認(rèn)識(shí)，通過(guò)分析器件的總體分布曲線可以總結(jié)出一個(gè)誤差模型?？梢越⒎植记€隨溫度移動(dòng)的誤差表達(dá)式，如圖6所示。圖中畫出的通過(guò)+85°C對(duì)數(shù)一致性曲線的線性區(qū)的趨勢(shì)線——誤差線，它表示在+85°C時(shí)的誤差模型。應(yīng)用該誤差線的斜率和截距特性，利用補(bǔ)償函數(shù)關(guān)系可抵消這種溫度變化。盡管如此，該誤差模型僅描述+85°C時(shí)溫度漂移帶來(lái)的誤差。

大多數(shù)的溫度漂移發(fā)生在+25°C和+85°C之間。對(duì)所有溫度都普遍適用的誤差函數(shù)可利用一個(gè)溫度比例因子k（T）來(lái)建立各種溫度范圍的函數(shù)關(guān)系，其中k（T）是溫度的函數(shù)。將補(bǔ)償誤差函數(shù)和溫度比例因子函數(shù)結(jié)合起來(lái)，組合結(jié)果如圖7所示。當(dāng)溫度升高的時(shí)候，比例因數(shù)將跟著變化，從而可消除由于溫度漂移上升引起的誤差。

圖7示出AD8312采用上述誤差補(bǔ)償方法的對(duì)數(shù)一致性分布。誤差補(bǔ)償前，對(duì)數(shù)一致性誤差為5 dB。誤差補(bǔ)償后，在從-30 dBm 至 0 dBm功率輸入范圍之間，在整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)對(duì)數(shù)一致性誤差提高到大約±0.5 dB。這種RF功率管理系統(tǒng)可達(dá)到的精度是由器件的總體分布曲線確定的。同樣的結(jié)果對(duì)于溫度漂移不顯著的低溫和低頻情況也可適用。

圖7. 用補(bǔ)償誤差函數(shù)抵消溫溫度變化引起的誤差。 用誤差補(bǔ)償改善整個(gè)溫度范圍內(nèi)的對(duì)數(shù)一致性誤差。

在半導(dǎo)體制造過(guò)程期間，有些參數(shù)在變化，比如薄層電阻 、電容 和β值。所有這些參數(shù)變化都會(huì)影響對(duì)數(shù)放大器的斜率、截距及檢測(cè)器的溫度性能。減輕制造工藝參數(shù)變化造成影響的一種方法就是使用激光 微調(diào)對(duì)數(shù)放大器。圖8示出經(jīng)過(guò)激光微調(diào)的60 dB對(duì)數(shù)放大器在1.9 GHz處的對(duì)數(shù)一致性誤差分布曲線。該器件不采用數(shù)字補(bǔ)償而是模擬補(bǔ)償方法，即使用內(nèi)置溫度電路和外部電阻器 來(lái)優(yōu)化溫度性能。電阻值依賴于修正系數(shù)要求的數(shù)值。這種模擬補(bǔ)償電路的作用能夠使測(cè)量結(jié)果偏離總體分布曲線中心值的程度達(dá)到±0.5-dB。

圖8. 激光微調(diào)對(duì)數(shù)放大器采用模擬補(bǔ)償電路可完成精確的RF功率管理，而不是數(shù)字補(bǔ)償。 總結(jié)

使用精確的RF功率管理，基站和手機(jī)發(fā)射器能夠從功率放大器保護(hù)和減少功耗方面獲得好處，從而遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)了蜂窩標(biāo)準(zhǔn)的要求。利用穩(wěn)定的對(duì)數(shù)放大器和溫度傳感器，MCU能夠補(bǔ)償溫度漂移誤差以提高RF功率管理系統(tǒng)的總精度。對(duì)數(shù)放大器與溫度分布密切相關(guān)，所以允許簡(jiǎn)單的誤差補(bǔ)償。用于適中溫度漂移的兩點(diǎn)校準(zhǔn)能夠?yàn)樵谡麄€(gè)溫度范圍內(nèi)達(dá)到±0.5-dB精度的精確RF功率管理成為可能。