屏蔽ADC網(wǎng)絡(luò)可以幫助避免噪聲耦合 有助于提高性能

逐次逼近寄存器（SAR）模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）通常用于需要中到高分辨率的應(yīng)用中。 SAR ADC的主要優(yōu)點(diǎn)是高性能，低功耗和小芯片面積。

為了減小芯片面積，使用分離電容DAC陣列。該架構(gòu)如圖1所示。分離電容陣列既可用作DAC，也可用作采樣保持電路。衰減器電容器C a用于將陣列分成兩個(gè)子陣列。在采樣階段之后，陣列輸出端的輸出電壓為V in - V ref ，其中V in是ADC輸入電壓，V ref 是參考電壓。在近似階段期間，輸出電壓達(dá)到V ref + V qe 的值，其中V qe 是量化誤差。導(dǎo)致該值的DAC輸入是轉(zhuǎn)換結(jié)果。但是有一些誤差源必須最小化。

圖1：分離電容SAR ADC

2。誤差來源

2.1寄生電容

在DAC的每個(gè)電容上陣列，上板和下板都有一些寄生帽。下板上的寄生電容對(duì)于SNR計(jì)算并不重要，因?yàn)樗谥鸫伪平^程中不參與電荷共享。寄生帽的價(jià)值取決于各種因素，如布局，制造工藝等;加上它隨著死亡而變化。

圖2：寄生帽

2.2電容不匹配

不可能在芯片上制作精確值的電容。與Parasitics一樣，不匹配也取決于布局和制造過程。圖3顯示了兩個(gè)電容，第二個(gè)電容應(yīng)具有第一個(gè)雙倍值，但其值隨delta變化。通過適當(dāng)?shù)牟季郑梢詫?shí)現(xiàn)低至0.1％的delta值。

圖3：不匹配

2.3來自附近網(wǎng)絡(luò)的耦合

如果輸入或參考電壓的相鄰網(wǎng)絡(luò)正在切換，那么它們可以耦合噪聲。圖4顯示了輸入正弦波;在放大的快照中可以看到與附近網(wǎng)絡(luò)的正弦波耦合的噪聲。

圖4：輸入噪聲

3。分析

為了研究各種因素對(duì)ADC信噪比的影響，采用了行為模型[2]。在每次模擬中，取出1024個(gè)正弦波樣本并將其轉(zhuǎn)換為12位數(shù)字值，然后計(jì)算SNR。進(jìn)行了1000次這些模擬，最后得到了所有SNR值的RMS值。

DAC的輸出電壓可按如下方式計(jì)算：

其中C sumL是陣列的LSB一半的總電容，C sumM是MSB一半陣列的總電容。 N是DAC使用的位數(shù)， C 0是單位電容值， 等于陣列MSB一半的相應(yīng)DAC位。

運(yùn)行SAR算法進(jìn)行轉(zhuǎn)換，上面的方程用于通過切換找到V out 從MSB到LSB的逐位比特。

3.1寄生電容對(duì)SNR的影響

隨機(jī)值（介于0之間）在每次模擬中產(chǎn)生每個(gè)電容器的寄生電容的最大值（％）。進(jìn)行1000次這樣的模擬，最后計(jì)算SNR的RMS值。圖5顯示了SNR隨寄生效應(yīng)的變化，表中寄生值是寄生電容的最大可能值。我們可以看到只有0.2％的寄生電容可以導(dǎo)致6dB的SNR下降。

圖5：SNR與寄生效應(yīng)

3.2不匹配的影響

這里也針對(duì)不同的最大不匹配值，為每個(gè)電容器生成隨機(jī)值，然后轉(zhuǎn)換完成。完成1000次這樣的轉(zhuǎn)換，最后計(jì)算SNR的RMS值。電容之間0.1％的不匹配會(huì)使SNR降低3.2 dB。

圖6：SNR與失配

3.3耦合的影響

這里我們得到噪聲的隨機(jī)值（從0到最大值），它被加到輸入信號(hào)值上。對(duì)于每次轉(zhuǎn)換，有1024個(gè)樣本，因此每次轉(zhuǎn)換都會(huì)添加1024個(gè)不同的噪聲值，并完成1000次轉(zhuǎn)換，然后計(jì)算SNR的RMS值。

圖7：SNR與輸入噪聲

4。結(jié)論

上述分析表明，附近網(wǎng)絡(luò)耦合的電容，寄生電容或噪聲之間的小的不匹配會(huì)如何降低SAR ADC的性能。這種高靈敏度使得必須在布局階段正確匹配電容器，并在片上SAR算法中使用各種校準(zhǔn)技術(shù)來提高其性能。屏蔽ADC網(wǎng)絡(luò)可以幫助避免噪聲耦合，這將再次有助于提高性能。